基于改進恒導通時間控制的臨界連續導通模式Boost功率因數校正變換器

周玉婷 吳 羽 任小永 陳乾宏 張之梁

基于改進恒導通時間控制的臨界連續導通模式Boost功率因數校正變換器

周玉婷 吳 羽 任小永 陳乾宏 張之梁

（南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 211106）

為改善臨界連續導通模式（BCM）Boost功率因數校正（PFC）變換器輸入電流總諧波畸變率（THD），該文提出一種改進恒導通時間（COT）控制，分析改進COT控制對輸入電流THD和變換器效率的影響；通過改進電流過零檢測（ZCD）電路實現電感電流過零信號的提前檢測，補償信號傳播延時的影響，縮短甚至消除反向諧振過程，改善輸入電流THD的同時不增加控制的復雜度。最后，該文搭建一臺160W BCM Boost PFC變換器實驗樣機，驗證所提改進COT控制的可行性和有效性。

恒導通時間控制 無諧振 電流過零檢測 臨界連續模式 功率因數校正

0 引言

Boost功率因數校正（Power Factor Correction, PFC）變換器因其輸入電流紋波小、電路實現簡單等優點，成為有源PFC變換器最常用的拓撲[1-4]，其中，臨界連續導通模式（Boundary Conduction Mode, BCM）Boost PFC變換器可自然實現開關管的谷底開通（Valley Switching, VS）或零電壓開通（Zero- Voltage Switching, ZVS）以及二極管的零電流開通（Zero-Current Switching, ZCS），顯著降低開關器件的開關損耗。近年來，在飛機座椅電源、機載計算機電源等中小功率場合得到了廣泛的應用[5-6]。

BCM Boost PFC變換器控制策略按導通時間不同可分為恒導通時間（Constant On-Time, COT）控制和變導通時間（Variable On-Time, VOT）控制[7-8]。傳統COT控制僅需電壓環，控制較為簡單[7]；然而，升壓電感與開關器件結電容在開關管開通前或關斷后會發生諧振，這將導致其輸入電流嚴重畸變[8-9]，難以滿足RTCA DO-160G的諧波標準要求[10]。文獻[11]提出一種增強COT控制，通過增加一最小電流比較單元延長導通時間，減小反向諧振電流的影響；然而此控制方式將引入一個最小管理輸出功率out_min，當實際輸出功率小于out_min時，變換器將工作于Burst模式，這導致輸入電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）增大。為解決此問題，文獻[12]采用一種改進的增強COT控制，通過改變最小電流比較值消除out_min的影響，有效地改善了實際輸出功率小于out_min時的輸入電流THD。然而，上述兩種增強COT控制將反向諧振階段的電感電流波形近似為三角形，控制存在誤差，輸入電流THD改善有限，并且，其導通時間本質上仍然為VOT。VOT控制可分為模擬和數字兩種方式[13-22]：基于模擬方式的VOT控制一般通過采樣輸入電壓或開關管峰值電流進行導通時間的調節，控制較為復雜且難以實現最佳的輸入電流THD優化[13-16]；數字VOT控制通過計算變導通時間實現精確VOT控制，然而變導通時間公式較為復雜，涉及開方、除法、乘法等復雜運算，對數字控制器的要求高，成本也相應增加[17-22]。

為了改善輸入電流THD的同時不增加控制的復雜度，本文提出一種改進COT控制，減小甚至消除反向諧振過程，從而減小反向諧振過程對輸入電流畸變的影響。首先分析了無諧振COT控制對輸入電流THD的改善作用，通過一種改進電感電流過零檢測（Zero-Current-Detection, ZCD）電路對電流過零信號進行提前檢測，以補償信號傳播延時的影響，從而實現無諧振COT控制，改善輸入電流THD；然而無諧振的實現會一定程度地影響開關管的軟開關特性，增加器件開關損耗導致效率降低。為解決無諧振COT控制下輸入電流THD和效率的性能矛盾，本文提出了部分諧振COT控制，即在無諧振COT控制的基礎上延遲觸發開關管，通過合理控制反向諧振時間實現THD和效率性能的權衡。最后搭建了一臺160W BCM Boost PFC變換器驗證了所提控制方法的可行性和有效性。

1 無諧振COT控制

圖1為BCM Boost PFC變換器電路結構。圖中，in、in分別為輸入電壓和輸入電流；vin為整流后輸入電壓，in、b分別為輸入濾波電容和升壓電感；s為電流采樣電阻；VD、Q分別為續流二極管和開關管；dp、ds分別為VD和Q結電容；out、o分別為輸入濾波電容和負載；o為輸出電壓；ds為開關管漏源極電壓。

圖1 BCM Boost PFC變換器電路結構

BCM Boost PFC變換器在COT控制時的理想狀態下，電感電流波形在一個開關周期內為三角波，電感電流平均值iavg為其峰值ipeak的一半，其值為

式中，on為開關管導通時間。若忽略輸入濾波電容電流影響，當on恒定時，iavg隨vin呈正弦變化。

實際工作過程中，在開關管Q開通前，開關器件結電容ds、dp與升壓電感b發生反向諧振，實現開關管Q的零電壓/谷底開通，該諧振過程的存在導致電感電流波形偏離理想三角形而發生畸變[9]，傳統COT控制下BCM Boost PFC變換器主要波形如圖2所示。

圖2 傳統COT控制下BCM Boost PFC變換器主要波形

為抑制反向諧振過程的影響，VOT控制通過增加導通時間對電感反向諧振電流進行補償，可有效改善輸入電流THD。然而，精確VOT公式涉及開方、除法等復雜運算，控制較為復雜[17-22]。傳統COT控制僅需電壓環，控制簡單，但導通時間在線路周期內保持不變，難以通過增加導通時間補償反向諧振電流的方式實現輸入電流THD的改善。因此，本文在傳統COT控制的基礎上控制開關管的開通時刻，使其在電感電流的負向過零點處開通，消除反向諧振過程，即無諧振控制，改善輸入電流THD。

圖3給出了無諧振COT控制下電感電流i、驅動信號gs與開關管漏源極電壓ds波形。傳統COT控制在2時刻（即電感電流正向過零點）產生ZCD信號從而開通開關管，此時ds諧振下降至2vin-o（vin＞0.5o）或0（vin＜0.5o），可實現開關管的軟開關。而無諧振COT控制在1時刻（即電感電流負向過零點）產生ZCD信號觸發開關管開通，減小了反向諧振的影響，i波形趨于理想三角形，有利于改善傳統COT控制下iavg的畸變。

圖3 無諧振COT控制下主要波形

圖4給出了傳統COT控制和無諧振COT控制下輸入電流THD對比（計算參數rms=115V，b= 176mH，eq=130pF，o=270V，in=100nF，line= 400Hz）。通過分析開關周期內電感電流各階段的電荷和時間間隔可計算出電感電流平均值[17]，進而得到輸入電流THD。由圖可以發現，無諧振COT控制可明顯改善輸入電流THD。

圖4 不同控制方式下輸入電流THD對比

2 無諧振COT控制的實現與實驗結果

2.1 無諧振COT控制實現方法

臨界連續模式的實現依靠電感電流的過零檢測。為實現精確谷底/零電壓開通，文獻[18]提出一種ZCD檢測方法，如圖5所示。在電感電流負向過零點（見圖5中的1時刻）檢測產生ZCD信號，通過延時補償comp使開關管在電感電流正向過零點處（見圖5中的3時刻）開通，即在開關管漏源極電壓下降至谷底電壓/零電壓時開通開關管，補償驅動信號傳播延時ic的影響。圖中，neg為電感電流反向時間，且有neg=comp+ic。然而，由于ic的存在，若仍在1時刻檢測產生ZCD信號，電感電流反向諧振ic后，開關管的驅動信號到來，開關管在2時刻開通，因此，此方式無法實現無諧振COT控制。

圖5 文獻[18]電流過零檢測方法

為應對上述問題，本文提出了一種改進ZCD方法，如圖6所示，即在二極管導通階段提前進行過零檢測，如圖6中的1時刻，通過提前檢測以補償信號傳播的固定延遲時間。其中

圖7給出了改進ZCD方法的實現電路。該電路由電平轉換電路、比較器、一階RC濾波電路以及數字隔離器組成。圖中，1～4為電阻，cc為基準電壓，level為抬升電壓，b、c為比較器正負輸入端電壓，f1、f1分別為濾波電阻和電容。其中，當2/1=4/3時，有

（4）

由式（3）和式（4）可得到比較器的比較臨界值，即當b=c，則

式中，為消除信號傳播延遲的影響，實現無諧振控制，則f≥ic，ic主要由改進ZCD電路、驅動芯片以及數字控制器決定，電路參數確定后，各部分信號延時時間確定，ic固定且可通過實驗測得。

2.2 無諧振COT控制實驗結果

為驗證所提無諧振COT控制的有效性，本文搭建了一臺160W BCM Boost PFC變換器。系統控制框圖如圖8所示，圖9為實驗樣機，實驗參數見表1。ZCD信號觸發數字控制器的ePWM模塊，由電壓調節器輸出得到導通時間。level采用固定電平，信號傳播延時總和ic約為110ns，通過數字控制器MCU計算所需的延時時間delay，決定開關管的開通時刻，即

圖9 實驗樣機

表1 BCM Boost PFC變換器電路參數

Tab.1 Circuit parameters of BCM Boost PFC converter

圖10給出了400Hz、50%負載下傳統COT控制和無諧振COT控制下電感電流實驗波形。圖中，開關管分別在電感電流正向過零點以及電感電流負向過零點處開通。

圖11、圖12所示為400Hz下50%負載和100%負載時兩種控制的實驗波形。從圖中可以發現，無諧振COT控制下負向電感電流基本消除。

圖13給出了不同輸出功率下輸入電流THD和PF測量結果對比。由圖可以發現，當line=400Hz時，50%負載情況下，輸入電流THD從傳統COT控制的9.9%減小至無諧振COT控制的4.8%；100%負載情況下從6.7%降至4.2%；當line=800Hz時，輸入電流THD在50%負載和100%負載下分別降至5.4%和4.7%。并且，無諧振COT控制下輸入電流的PF也得到改善。

圖10 電感電流實驗波形

圖11 400Hz，50%負載下實驗波形

圖12 400Hz, 100%負載下實驗波形

圖13 輸入電流THD和PF測量結果對比

圖14為兩種控制下變換器的效率對比，采用無諧振COT控制時，變換器效率有所下降，尤其是在半載情況下。圖15進一步給出了半載下變換器各部分的損耗分布，可以發現，無諧振COT控制下，開關管的開關損耗顯著增加。這是因為無諧振COT控制下，開關管開通前不存在反向諧振過程，此時開關管ds電壓從o直接下降至0，開關管硬開通，導致開關管開通損耗增加。傳統COT控制和無諧振COT控制下開關管的開通損耗計算公式分別為

式中，sw為開關頻率。

圖14 效率對比

圖15 50%負載下損耗對比

3 部分諧振COT控制

3.1 部分諧振COT控制的提出

無諧振COT控制在改善輸入電流THD的同時會引起變換器半載效率降低，為抑制該負面影響，可在電感電流負向過零點處延遲一段時間d再開通開關管，開關管ds電壓諧振下降至a，部分諧振COT控制下的主要波形如圖16所示。

圖中，a表達式[17]為

此時，開關管的開通損耗為

圖17為不同d下部分諧振COT控制時輸入電流THD和變換器效率對比。可以發現，隨著d的減小，輸入電流THD得到明顯改善，而變換器效率逐漸惡化。這是因為隨著d的減小，反向諧振過程縮短，輸入電流THD減小，然而隨著a增大，開關管的開通損耗增加，變換器效率降低。

圖17 不同td下輸入電流THD和效率對比

圖18 半載下變換器THD、效率及其增幅隨td變化曲線

由圖15損耗對比可知，改進COT控制下開關管硬開通，開通損耗大大增加，成為變換器效率降低的主要因素。式（10）表明，開關管開通損耗與開關頻率sw、開關管寄生電容ds以及開通時刻開關管漏源極電壓a有關。不同開關管由于寄生參數ds不同（即等效結電容eq不同），導致d取值發生變化。依據圖18的計算方法，表2給出了50%負載條件時不同eq下Dh基本保持不變時d的取值范圍（其余電路參數保持不變）。可以發現，不同eq下，d=0.212r均落在取值范圍內，即當d=0.212r時，部分諧振COT控制可在不同開關管寄生參數下有效地改善輸入電流THD與變換器效率之間的性能矛盾。

表2 不同eq下d取值

Tab.2 The value of td with different Ceq

3.2 部分諧振COT控制實驗結果

為驗證部分諧振COT控制的有效性，本節所采用的實驗樣機以及實驗參數與2.2節相同。且部分諧振同樣可由2.1節所述方法實現，則式（6）需修正為

圖19給出了400Hz、50%負載和100%負載下部分諧振COT控制的實驗波形，其中，td=0.212Tr≈ 100ns。圖20進一步給出了50%負載下電感電流的實驗波形。開關管在電感與開關器件結電容諧振過程中開通。

圖21和圖22給出了不同輸出功率下輸入電流THD、PF和效率對比。由圖可以發現，無諧振COT控制可大大改善輸入電流THD，然而由于開關管硬開通導致變換器損耗增加。部分諧振COT控制在一定程度上改善了輸入電流THD，同時變換器效率相比于無諧振COT控制時有所提升，可改善無諧振COT控制下輸入電流THD和效率的性能矛盾。

圖20 50%負載下電感電流實驗波形

圖21 輸入電流THD和PF測量結果對比

圖22 效率對比

4 結論

BCM Boost PFC變換器軟開關的實現得益于電感與開關器件結電容之間的諧振，然而這將導致輸入電流在傳統COT控制下發生畸變。本文提出一種改進COT控制方法，通過采用改進ZCD電路實現電感電流過零信號的提前檢測，補償信號傳播延時的影響，減少甚至消除反向諧振過程，改善輸入電流THD的同時不增加控制的復雜度。本文首先分析了無諧振COT控制對輸入電流THD的改善作用，然而無諧振的實現將導致效率降低；為減小該性能矛盾，進一步分析了部分諧振COT控制下不同諧振時間對輸入電流THD及效率的影響。結果表明，隨著諧振時間的增長，輸入電流THD逐漸惡化而變換器效率增大。最后，本文搭建了一臺160W BCM Boost PFC變換器實驗樣機對所提控制方法進行了驗證，實驗結果表明，無諧振COT控制在有效改善輸入電流THD的同時會降低效率；部分諧振COT控制可改善輸入電流THD與變換器效率之間的性能矛盾。

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Improved Constant On-Time Control of Boundary Conduction Mode Boost Power Factor Correction Converter

（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

In order to obtain low input current total harmonic distortion (THD) of boundary conduction mode (BCM) Boost power factor correction (PFC) converter, an improved constant on-time (COT) control is proposed in this paper, and its influence on input current THD and efficiency is also analyzed. Furthermore, an improved zero-current-detection (ZCD) method is adopted to realize the early detection for ZCD signal. The influence of signal propagation delay is compensated, and the reverse resonance process is shortened or even eliminated, thereby improving the input current THD without increasing control complexity. Finally, an experimental prototype of a 160W BCM Boost PFC converter is established to verify the feasibility and effectiveness of improved COT control.

Constant on-time (COT) control, no resonance, zero-current-detection (ZCD), boundary conduction mode (BCM), power factor correction (PFC)

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200787

TM461

周玉婷 女，1996年生，碩士研究生，研究方向為高頻功率變換技術、功率因數校正技術。E-mail: zyt0624@nuaa.du.cn（通信作者）

吳 羽 女，1995年生，博士研究生，研究方向為高頻功率變換技術、無線電能傳輸技術。E-mail: wuyu1995@nuaa.edu.cn

2020-07-03

2020-09-13

國家自然科學基金資助項目（51777093）。

（編輯 陳 誠）