一種具有高抑制特性的小型化SIW 濾波器的設計

黃玉蘭,蘭 靜,黃令超

(西安郵電大學電子工程學院,陜西 西安 710121)

隨著無線通信行業的迅速發展,濾波器作為一種選頻器件,有著廣泛的應用前景。在常見的無線收發系統中,每一步都需要加載濾波器來濾除噪聲,從而保證射頻系統的穩定性,因此濾波器對無線收發系統的傳輸質量有著至關重要的影響。為滿足現代無線通信要求,研究者們在高帶外抑制、低插損、小型化等方面做了大量的研究[1]。近年來,基片集成波導(SIW)憑借其高品質因數、易集成、大功率容量等獨特優勢逐漸被廣泛應用,常見的SIW 濾波器的設計方法有1/n模切割法[2]、多層折疊法[3]、多模交叉耦合[4]以及表面加載法[5]等。

文獻[6]利用不同模態的SIW 腔提供寬阻帶響應和高選擇性,但其插損及回波損耗不理想。文獻[7]通過加載諧振器使得濾波器共有三個傳輸零點,一定程度上提高了帶外抑制,但由于其傳輸零點多,設計復雜,導致不夠小型化。文獻[8]通過增加金屬孔,使得濾波器有更高的品質因數,但其插損較大,無法滿足現代通信系統低插損的要求。文獻[9]通過垂直疊加三個SIW 腔,使濾波器變得更加緊湊,通過調整相鄰SIW 腔間的耦合系數來獨立控制傳輸零點,但仍存在插損較大的問題。文獻[10]通過改變浮動圓盤的大小,調整諧振模式,改變饋線間的夾角對傳輸零點進行控制,該濾波器靈活性很大,但其帶外抑制性能較差。文獻[11]在SIW 表面刻蝕兩個反向排列的方形互補裂環諧振器,實現了濾波器的小型化,但其帶外抑制性能并不理想。

結合以上文獻可知,很多濾波器設計難以兼顧高帶外抑制、低插損及小型化等特點。為解決以上問題,本文基于電偶極子加載的隱失模理論[12],首先設計了單級濾波器;其次,在單級濾波器上進行改進,使用電磁仿真軟件HFSS 進行優化調節,得到帶外抑制更高及帶寬更優的雙級濾波器;最后通過實物測量結果驗證了該設計的有效性。本文降低了濾波器結構的復雜度,得到了一款低插損、高帶外抑制、小型化可應用于5G(Sub-6 GHz)通信系統中的濾波器。

1 單級SIW 濾波器設計

1.1 單級SIW 濾波器結構

圖1 為單級濾波器結構圖,采用Rogers RT/Duroid 5870 介質基板,其厚度為0.787 mm,相對介電常數為2.33。該結構包括矩形SIW 腔以及一對面對面的矩形諧振環,SIW 腔中包括兩排金屬通孔,用以等效波導的側壁。

圖1 單級濾波器結構圖Fig.1 Single-stage filter structure diagram

設計SIW 腔的基本結構,需考慮以下參數,如SIW腔的寬度W和等效寬度Weff以及通孔直徑d、通孔間距S等。其中等效寬度計算公式為:

當通孔間距滿足公式(2)時,近似地認為此時腔內無電磁能泄露。

根據文獻[16]可得截止頻率計算公式為:

式中:c為光速;εr為介電常數。由式(3)計算可得SIW 腔的截止頻率為10.3 GHz。

1.2 工作原理

SIW 具有高通性能,可作為高通濾波器使用。為設計帶通濾波器,需要一種具有帶阻性能的電磁結構來實現理想的性能。如圖2 所示,在主模傳播情況下,SIW 內部的電場垂直分布于其頂部金屬層和底層,磁場方向平行于波導表面,垂直于波導側壁。根據電偶極子加載的隱失模理論,由于互補開口諧振環(CSRR)或表面刻蝕縫隙[13-14]等結構的負磁導率特性可在諧振頻率附近產生較強的帶外抑制,加載矩形諧振環會使得諧振腔內部電場發生變化,增加表面電流路徑,從而產生一個低于SIW 腔截止頻率的通帶(此通帶是由圖2 所示的軸向電場激發引起的)。本文將矩形諧振環結構蝕刻在SIW 的上金屬面,使得濾波器實現小型化[15-16],改變傳統的饋電方式,矩形諧振環間耦合增強,傳輸零點衰減增大。

圖2 電場分布圖Fig.2 Electric field distribution diagram

圖3 為單級SIW 濾波器的等效電路模型。將SIW中的上下兩排金屬通孔等效為并聯電感,用Lvia表示;兩個矩形諧振環作為分流諧振器,由電容Cr和電感Lr組成,諧振腔提供了帶通特性和SIW 的高通特性;其中波導傳輸線與矩形諧振器之間存在耦合,用Lc及Cc表示電感和電容耦合。使用ADS 對等效電路模型進行仿真,根據圖4 可知,等效電路模型為實際濾波器的一個簡化電路。在所設計的頻段范圍內,與單級濾波器仿真結果基本一致,驗證了其等效關系。

圖3 單級濾波器等效電路模型Fig.3 Single-stage filter equivalent circuit model

圖4 單級濾波器與等效電路仿真結果對比圖Fig.4 Comparison of single-stage filter and equivalent circuit simulation results

單級濾波器的傳輸零點是由SIW 諧振腔和矩形諧振環之間輸入輸出電磁混合耦合產生的,式(4)為傳輸零點計算公式:

由式(4)可求得傳輸零點位于11.29 GHz 處,與仿真結果基本吻合。

1.3 結果與分析

使用HFSS15.0 進行仿真優化,單級濾波器S參數隨不同參數變化仿真曲線如圖5 所示。圖5(a)為S參數隨W3變化的仿真曲線,隨著W3的增大,濾波器的中心頻率往高頻移動。其原因是隨著耦合間距W3增大,等效電路中電感減小,使頻率增加,傳輸零點向高頻移動。圖5(b)為S參數隨L4變化的仿真曲線,同圖5(a)變化規律相同,其原因是隨著L4增大,等效電路中電感減小,頻率及傳輸零點向高頻移動,其中L4對傳輸零點影響較大。如圖5(c)所示,當L6增大時,濾波器諧振頻率減小,往低頻方向移動。其原因是L6增大使得整個諧振腔電長度增加,導致濾波器諧振頻率降低,傳輸零點向低頻移動。實驗表明,可通過調節以上參數達到優化單級濾波器S參數的目的。

圖5 S 參數隨不同參數變化仿真曲線圖Fig.5 Simulation graphs of S-parameter variation with different parameters

單級濾波器經上述參數優化后最終仿真結果如圖6 所示,所設計的濾波器中心頻率為5.5 GHz,相比于SIW 腔的截止頻率10.3 GHz,中心頻率下降了46.6%,其原因是通過加載矩形諧振環,諧振腔內部電場發生改變,從而影響金屬上表面的電流分布,使得中心頻率降低,實現了小型化。其相對帶寬6.9%,最小插入損耗僅為0.29 dB,回波損耗優于29.49 dB,在7.59～12.99 GHz 頻帶范圍內帶外抑制大于20 dB,在11.29 GHz 處存在一個傳輸零點,最大衰減為55.11 dB,提高了濾波器的選擇性及帶外抑制。

圖6 單級濾波器仿真結果圖Fig.6 Simulation results of a single-stage filter

2 雙級濾波器的設計

2.1 雙級SIW 濾波器結構

為設計具有阻帶寬、插損小等特性的濾波器,在單級的基礎上進行改進,提出雙級濾波器,其結構如圖7 所示。根據實際情況,將基板長度L0設置為15 mm,在SIW 的頂層刻蝕兩對矩形諧振環,選取合適參數達到設計要求。該雙級濾波器矩形諧振環的長邊長度為L7,兩對矩形諧振環間的距離為L3,調整兩邊饋線的長度及寬度,實現阻抗匹配。表1 為優化后雙級濾波器的尺寸參數。

圖7 雙級濾波器結構圖Fig.7 Two-stage filter structure diagram

表1 雙級濾波器參數Tab.1 Two-stage filter parameters mm

2.2 工作原理

由于雙級濾波器是在單級濾波器基礎上所改進的,因此雙級濾波器電路等效模型也將進行相應變化。雙級濾波器等效電路模型如圖8 所示,由于新增加的兩對矩形諧振環之間存在耦合,因此在原等效模型基礎上,新增兩對耦合諧振器,分別為Lr和Cr以及L0和C0。其中Lr和Cr與單級濾波器的耦合槽相似,L0和C0表示兩對矩形諧振環間的耦合,將L0和C0加載在兩個諧振腔之間,使得等效模型成立。將等效電路模型在ADS 中仿真,雙級濾波器與等效電路仿真結果對比如圖9 所示,等效電路模型在所設計頻帶范圍內與雙級濾波器的仿真結果基本一致,驗證了其等效關系。

圖8 雙級濾波器等效電路模型Fig.8 Two-stage filter equivalent circuit model

圖9 雙級濾波器與等效電路仿真結果對比圖Fig.9 Comparison of two-stage filter and equivalent circuit simulation results

2.3 傳輸響應分析

圖10 為S參數隨著L3值變化的仿真曲線,隨著L3增大,濾波器的帶寬變窄,其原因是隨著L3增大,兩對矩形諧振環間的耦合逐漸減弱,兩個諧振頻點相互靠近,從而導致帶寬變窄;反之亦然。由此可得,該濾波器帶寬由兩對矩形諧振環之間耦合強度決定。

圖10 S 參數隨L3值變化的仿真曲線Fig.10 Simulation curves of S-parameter variation with L3 value

2.4 仿真和測試結果

為驗證設計結果的有效性,采用Rogers 5870 介質基板,其厚度為0.787 mm,相對介電常數為2.33,對所設計濾波器進行實物加工。濾波器實物圖如圖11 所示,濾波器的有效尺寸為15 mm×9.5 mm(不包括輸入輸出端口),電長度為0.818λg×0.348λg,其中λg為中心頻率處的導波波長。

圖11 濾波器實物圖Fig.11 Photograph of the fabricated filter

利用矢量網絡分析儀進行實物測試,圖12 為濾波器S參數仿真與實物測試對比結果,其中右下角插圖為5～6 GHz 頻段內仿真及測試回波損耗S11的局部放大圖。仿真結果顯示其中心頻率為5.5 GHz,帶內最小插入損耗為0.27 dB,回波損耗大于21.9 dB,相對帶寬為8.5%,帶外抑制在6.22～22.3 GHz 頻帶范圍內大于20 dB,存在一個傳輸零點位于9.48 GHz 處,最大衰減為77.48 dB;測試結果顯示,該濾波器中心頻率為5.5 GHz,插入損耗僅為0.64 dB,回波損耗大于16.9 dB,帶外抑制也實現了預期目標。實物測試數據與仿真結果有一定誤差,造成上述誤差的原因有接頭損耗及焊接誤差等。測試結果與仿真結果吻合度較高,較好地驗證了設計的有效性。

圖12 濾波器S 參數仿真與實物測試結果Fig.12 S-parameter measured and simulated results of the filter

表2 為本文所設計的雙級濾波器與其他文獻濾波器的性能參數對比。可得,該濾波器插入損耗和回波損耗均優于其他文獻,阻帶寬度更寬,帶外衰減更大,極大地提高了濾波器的頻率選擇性。總體來說,該濾波器在插損、帶外抑制及尺寸等方面均有顯著的提升。

表2 雙級濾波器性能參數對比Tab.2 Comparison of performance parameters of two-stage filter

3 結論

本文基于隱失模理論設計了一款具有高抑制特性的小型化SIW 濾波器,該濾波器有效尺寸僅為15 mm×9.5 mm(0.818λg×0.348λg)。該濾波器中心頻率為5.5 GHz,通帶范圍5.25～ 5.72 GHz,插入損耗僅為0.27 dB,回波損耗大于21.9 dB。在6.22～22.3 GHz頻段內帶外抑制大于20 dB,傳輸零點位于9.48 GHz處,最大衰減為77.48 dB。加工實物并測試驗證了設計的有效性。該濾波器具有低插損、高帶外抑制、小型化的特點,在5G(Sub-6 GHz)通信系統中有一定的應用價值。