PWM整流器系統雙向運行前饋解耦控制

國網吉林省電力有限公司集安市供電公司 李軒宇

由于傳統前饋解耦控制方法電壓外環模型復雜，導致解耦控制時間較長，研究PWM整流器系統雙向運行前饋解耦控制的新方法。利用分量輸入電壓解耦dp坐標系，采用合并小時間常數和轉換PI調節器的形式，實現電流內環的設計，通過簡化直流側電流的原始算法得到新的算法，構建電壓外環解耦控制模型。經過實驗發現，單相PWM整流器中的本文方法的解耦控制時間平均為0.298s，傳統方法平均為0.899s，在三相PWM整流器中本文方法的解耦控制時間平均為0.424s，傳統方法平均為1.04s，本文設計的PWM整流器系統雙向運行前饋解耦控制方法更快。

PWM整流器系統成為了傳統電源系統的替代產品，在太陽能發電等眾多電力領域都有著廣泛的應用。由于系統在運行的過程中需要輸入指令來操控某一部分進行活動，但這種指令的輸入不是一次性的，在活動的過程中，還需要向受控的部位利用捷徑的方式傳遞前饋信號，受控部位在接收原始指令的同時也需要接收前饋信號，可以保證活動的準確執行。前饋信號的傳遞由于不是單一輸入得到單一輸出的，因此多個信號同時輸入就會出現耦合的情況，會使得信號的傳輸發生紊亂，受控部位會接收不正確的信號。因此如何解除前饋信號傳遞過程中出現的耦合現象就變得十分的重要。

1 雙向運行前饋解耦控制方法

1.1 分量前饋解耦旋轉坐標系

PWM整流器dq坐標系中的軸變量是相互耦合的，因此需要對該數學模型進行解耦。控制系統的指令電壓是交流輸入電壓在坐標軸上的分量，有功與無功電流相互耦合，采用電流解耦的方式實現控制。在dq坐標系中，交流的側電壓的表達式如下列公式(1)所示。

在公式(1)中，ud代表d坐標軸中的側電壓，ld代表分量電壓，Vad表示有功電流的轉速，ad表示有功電流，s為時間，C為長度，α為有功電流的長度系數。在q坐標中字母代表的意思與d坐標中字母代表的意思相同。將指令電壓在兩個坐標軸中進行分量，可以得到下列公式(2)。

通過調節的方式，根據電流的實際值和給出的原始值可以得到下列公式(3)。

在公式(3)中，Qj為電流的實際值，Qz為給定值，i為電流經過的路程，為d軸上的交流側指令電壓。lq0為q軸上的交流側指令電壓。將上述公式(3)代入公式(2)中，再將公式(2)代入公式(1)中，就能得到模型。在該坐標中，將電網電壓的初始值設定為d軸的初始值，交流側電流的初始量與電網電壓的初始值呈相關關系，因此，只有d軸需要進行分量，q軸的分量則為0。

1.2 設計電流內環

設系統采樣的時間為T，電流無法進行實時采樣，電流采樣一般都具有滯后性，因此，整流器就成為了一個小的慣性環節。交流側就會成為一個積分環節。將指令電壓輸入電流內環，得到滯后的電流采樣，通過整流橋等效增益得到整流器的小慣性環節，將d軸中的側電壓和分量電壓分別輸入電流內環，得到有功電流。將整個電流控制環結構中的小時間常數進行合并，再將PI調節器轉換到零極點這種形式，則可以使整個流程不經過滯后的電流采樣環節，而是基于合并后的小時間常數和PI調節器的零極點形式直接在輸入側電壓和分量電壓后，得到有功電流，當忽略電網電壓的干擾時，為了增加系統的抗干擾能力，將電流內環采用Ⅱ型系統，將中寬頻設置為5，提高電流的響應速度。

1.3 構建電壓外環解耦控制模型

PI調節器的輸出會被認定為指令電流，電壓外環的電壓可以用下列公式(4)來表示。

而當單位功率呈現出因數狀態的時候，電網的電壓將會與交流側電流一致，即為公式(5)所示。

每個交流側電流與開關函數相乘之后，再全部相加起來，便得到了直流側電流，只考慮該函數的低頻分量，此時這個函數可以用下列公式(6)來表示。

在公式(6)中δ為初始相位角，x為調制比，調制比最大不能超過1。將公式(5)和公式(6)代入直流側電流的運算公式中，會簡化直流側電流的原始公式，得到一個新的簡便公式，如下列公式(7)所示。

因為電壓的采樣同電流一樣都具有滯后性，所以，電壓采樣環節同樣可以看成是一個慣性環節，且此慣性環節的滯后時間為3倍。輸入原始電壓，通過采樣環節，經歷3倍的采樣時間，利用公式(7)通過加入側電流和分量電流最終得到有功電壓。依舊和電流內環一樣將調節器轉換為零極點模式，合并小時間常數。調整后的整個流程不經過滯后的電壓采樣環節，而是基于合并后的小時間常數和PI調節器的零極點形式直接在輸入側電流和分量電流后，得到有功電壓。為了增加系統的抗干擾能力，將電壓外環采用Ⅱ型系統，將中寬頻設置為5。根據上述算法設計PI調節器，確定基本參數，在實際系統中還需要對調節器進行參數的微調，以提高控制準確性。

2 實驗分析

為驗證本文研究的PWM整流器系統雙向運行前饋解耦控制方法的解耦控制時間，選擇單相三相兩種整流器分別進行實驗測試，選取本文設計的解耦控制方法為實驗組，傳統解耦控制系統為對照組，對兩種方法解耦控制的時間進行實驗。第一組在單相PWM整流器中進行系統雙向運行前饋解耦控制實驗。為防止出現偶然性及其他因素的影響，提高實驗結果的說服力和可靠程度，故進行10次實驗，10次實驗輸入的指令逐漸復雜。表1為兩種方法解耦控制時間。

表1 單相PWM整流器解耦控制時間(s)

根據表1的實驗數據可以看出，實驗組比對照組的解耦控制時間更快。第二組在三相PWM整流器中進行系統雙向運行前饋解耦控制實驗。表2為兩種方法解耦控制時間。

表2 三相PWM整流器解耦控制時間(s)

根據表2的實驗數據可以看出，實驗組比對照組的解耦控制時間更快。通過以上兩組實驗數據可以得出，本文所用的前饋解耦控制方法所需要的時間都小于傳統前饋解耦控制方法。

結束語：本文給出新的PWM整流器系統雙向運行前饋解耦控制方法，該方法在理論上比傳統方法解耦控制的速度更快，解耦控制效果更好。但本文僅從解耦時間上進行對比實驗，實驗以單相PWM整流器和三相PWM整流器為對象，對比傳統解耦控制方法和本文解耦控制方法在控制時間上的差異，得到本文的解耦控制方法比傳統解耦控制方法用時更短的結論。