高頻鏈DC/AC變換器有源鉗位調制方法研究

楊佳佳，蘇建徽，解 寶，賴紀東，施 永

(合肥工業大學光伏系統教育部工程研究中心，安徽合肥230009)

高頻鏈DC/AC 變換器采用高頻變壓器傳輸能量，無直流母線電容，能量可以雙向流動，具有體積小，功率密度高的特點[1-4]，隨著電力電子技術的不斷發展，高頻鏈DC/AC 變換器的應用愈加廣泛。

高頻鏈DC/AC 變換器中，變壓器漏感和開關管寄生電容之間易產生諧振[5-8]，存在過壓問題。為避免開關管因過壓而損壞，文獻[9-11]采用有源鉗位方式解決電路中的過壓及漏感諧振問題，但有源鉗位電路的開關管采用單項正弦波脈寬同步調制方式（SPWM）信號驅動，其驅動信號寬度會隨占空比改變，由于包含低頻調制波信號分量，采用脈沖變壓器隔離驅動困難，并且在驅動信號寬度較窄時，易造成脈沖丟失，導致有源鉗位開關管無法正常工作。

為此，本文采用了一種移相同步調制策略，使鉗位電路中所有開關管驅動信號的占空比均為50%，在消除過壓問題的基礎上，提高了鉗位電路的可靠性。仿真和實驗驗證了文中所用方法的正確性。

1 基于有源鉗位的高頻鏈電路拓撲與調制策略

1.1 電路拓撲

圖1 為基于有源鉗位的高頻鏈電路拓撲圖，其中，Udc為輸入直流電壓，Uac為輸出正弦交流電壓，Lr為變壓器漏感，開關管Q1～Q4組成原邊橋式電路，背靠背開關管Q5/Q6、Q7/Q8組成周波變換器結構，Lo為濾波電感，Co為濾波電容，R為等效負載電阻，S1～S4、Cf組成有源鉗位電路，高頻變壓器的匝比為N1∶N2∶N3=N∶1∶1。

圖1 基于有源鉗位的高頻鏈電路拓撲

1.2 有源鉗位的SPWM 脈寬同步調制策略

基于有源鉗位的SPWM 脈寬同步調制波形如圖2所示。其中Ucs為鋸齒載波，Ums、-Ums為互差180°的正弦調制波，當Ums>Ucs時得到Uk1，對Uk1進行下降沿二分頻得到開關管Q1、Q2的驅動信號；當-Ums>Ucs時得到Uk2，對Uk2進行下降二分頻得到開關管Q3、Q4的驅動信號；對Uk1進行上升沿二分頻得到開關管Q5/Q6、Q7/Q8的驅動信號。Tc為載波周期，Ts為開關周期，Tm為調制波周期，且Tc=0.5Ts，D為占空比。當調制波周期Tm遠大于載波周期Tc時，所有開關管驅動信號的占空比大小均為50%。在正弦電壓Uac>0 時，Q1、Q2組成超前橋臂，Q3、Q4組成滯后橋臂，Q1超前Q4的角度為φ，變化范圍為0<φ<π；當正弦電壓Uac<0 時，超前橋臂和滯后橋臂發生切換。

圖2 基于有源鉗位的SPWM脈寬同步調制波形圖

由圖2 可知變壓器輸入電壓UAB有正、零、負三種電平，為防止加入鉗位電路后變壓器副邊側出現短路問題，所以鉗位電路也必須產生同樣的電平。當有源鉗位電路采用SPWM 脈寬同步調制策略時，變壓器輸入側電壓UAB為正時，鉗位開關管S1、S4開通；電壓UAB為負時，開關管S2、S3開通；電壓UAB為零時，開關管S2、S4開通，可以產生所需的正、零、負三種電平。但采用SPWM 脈寬同步調制時，由于占空比D較小時，S1、S3的驅動信號寬度很窄，易導致鉗位電路開關管無法正常工作，從而無法有效限制電路中的尖峰電壓。

1.3 有源鉗位的移相同步調制策略

為了解決上述采用有源鉗位電路SPWM 脈寬同步調制策略時存在的問題，文中采用了一種移相同步調制策略，其脈沖波形如圖3所示。圖3 中，有源鉗位開關管的驅動信號與原邊主電路保持一致，當變壓器輸入側電壓UAB為正時，鉗位開關管S1、S4開通；電壓UAB為負時，開關管S2、S3開通；電壓UAB為零時，開關管S1、S3或者S2、S4開通，因此可以產生所需的正、零、負三種電平，從而不會影響主電路的正常工作。采用此調制策略時，鉗位電路中開關管驅動信號固定，且占空比均為50%，解決了SPWM 脈寬同步調制策略因占空比較小造成的開關管無法正常工作問題。

圖3 有源鉗位的移相同步調制波形圖

2 基于移相同步調制策略的有源鉗位高頻鏈電路工作過程

圖4 為采用移相同步調制策略的有源鉗位高頻鏈電路時序圖，其中td1為原邊全橋電路的死區時間，td2為副邊周波變換器的固定重疊導通時間，加入td2可以實現周波變換器的自然換流。分析之前，作如下假設：(1)電路中開關管、二極管為理想器件；(2)濾波器中Lo、Co和鉗位電容Cf足夠大；(3)輸出電壓Uac>0；(4)原邊開關管的并聯電容大小均等于Cp。

圖4 電路時序圖及其關鍵波形

(a)模態1(t0～t1)：t0時刻開關管Q1、Q4、Q5/Q6、S1、S4導通,變壓器原邊電壓UAB=Udc，此時變換器原邊向副邊傳遞能量。此過程鉗位電容Cf首先儲存能量然后釋放，變壓器副邊電壓被鉗位到2Udc/N，避免了電壓震蕩。由于鉗位電容Cf足夠大，鉗位電容電壓UCf波動很小，所以鉗位電容電壓UCf近似為2Udc/N。

(b)模態2(t1～t2)：t1時刻開關管Q1關斷，原邊電流ip對Q1的并聯電容充電，對Q2的并聯電容放電，在t2時刻之前，Q2端電壓降為零，Q2可以實現ZVS 導通。副邊電流iCF對S1的寄生電容充電，對S2的寄生電容放電。

(c)模態3(t2～t3)：t2時刻M2、S2開通。因為變壓器副邊開關管Q5/Q6、S2、S4導通，變壓器副邊電壓UCE被鉗位至零，此刻UFC=UFE=0,為下一時刻Q7/Q8的ZVS 導通創造了條件。

(d)模態4(t3～t4)：t3時刻Q7/Q8導通，此時UFC=UFE=0，為下一時刻Q5/Q6的ZVS 關斷創造了條件。

(e)模態5(t4～t5)：t4時刻Q5/Q6關斷，由于S2、S4導通，為is1提供了流通路徑，避免了變壓器原邊電流ip的突變，解決了此刻的電壓過沖問題。

(f)模態6(t5～t6)：t5時刻開關管Q4、S4關斷，電流ip對Q4的并聯電容充電，對Q3的并聯電容放電，在t6時刻之前，Q3的體二極管已經導通，Q3實現了ZVS 導通。

在t6時刻后，變換器開始另半個周期的工作，其原理與t0～t6過程類似，這里不再做詳細分析。

3 高頻鏈電路的軟開關實現

3.1 原邊開關管的軟開關實現

以原邊側Q1關斷，Q2導通過程為例，分析超前橋臂的ZVS 軟開關實現過程，其工作時序如圖4所示。t1時刻，開關Q1關斷，電流ip1對Q1的并聯電容充電，ip2對Q2的并聯電容放電，由于Q1和Q2的并聯電容相等，所以：

由圖4 可知此時電感電流達到最大值iLmax，且電感電流的最大值等于輸出電流io與電感電流紋波之和:

由于零電壓開通需滿足在開關管開通前其開關管兩端并聯電容已經充放電完成，在死區時間td1內必須有足夠的能量將Q2的并聯電容電壓降到零，所以Q2實現ZVS 開通需滿足：

由公式(1)～(3)可得，Q2實現ZVS 開通的條件為：

由公式(4)可知，負載電流越大，開關管Q2越容易實現ZVS 導通。同理可以分析出Q1的ZVS 特性。

以Q4關斷，Q3導通過程為例分析滯后橋臂的軟開關實現過程，其工作時序如圖4所示。

t5時刻，開關Q4關斷，電流ip給Q4的并聯電容充電，給Q3的并聯電容放電，由于此時UC=UD=UE= 0，變壓器原副邊繞組電壓為零，此時漏感Lr和開關管Q3和Q4的寄生電容諧振[12]。所以：

由公式(5)～(7)可得Q3實現ZVS 導通的條件為：

從公式(8)可以看出Q3實現ZVS 導通所需要的電流和負載電流無關，其與漏感大小有關，且隨著漏感的增大，Q3實現ZVS 導通所需要的電流減小，Q3越容易實現ZVS 導通。同理可以分析出Q4的ZVS 特性。

3.2 周波變換器開關管的軟開關實現

全橋有源鉗位電路采用移相同步調制策略時，以Q7/Q8導通，Q5/Q6關斷為例，副邊周波變換器開關管的ZVS 過程，其工作時序如圖4所示。

在周波變換器開關管Q7/Q8導通之前，Q5/Q6和鉗位開關管的S2、S4一直處于導通狀態，此時UFC=UFE=0，保證了Q7/Q8的ZVS 導通。

Q5/Q6關斷之前，開關管Q5/Q6，Q7/Q8，S2、S4一直處于導通狀態，此時UFC=UFE=0，保證了Q5/Q6的ZVS 關斷。同理可以分析出Q5/Q6導通，Q7/Q8關斷時的ZVS 特性。

因此，文中采用的移相同步調制策略能夠保證周波變換器開關管實現ZVS 開通和關斷。

4 仿真與實驗

為驗證理論分析的正確性，文中采用了MATLAB/Simulink 進行仿真驗證，并制作了一臺實驗樣機，其參數如表1所示。

表1 實驗參數

4.1 仿真結果

圖5所示為MATLAB/Simulink 仿真波形。其中圖5(a)為LC 濾波器前、后電壓波形，從圖中可知LC 濾波器輸入側電壓波形無震蕩，LC 濾波器輸出側正弦波形無畸變。因此，基于移相同步調制策略的有源鉗位電路解決了高頻鏈變換器中的電壓過沖問題。

圖5 仿真波形

圖5(b)和5(c)分別為超前橋臂Q2和滯后橋臂Q3的軟開關波形。從圖中可以看出，驅動信號Ugs發出之前，開關管兩端電壓Uds已經降為0，所以實現了ZVS 導通；驅動信號Ugs關閉時，Uds緩緩上升，縮短了端電壓Uds與驅動信號Ugs的重疊時間，降低了關斷損耗。

圖5(d)為周波變換器Q5/Q6的驅動信號Ugs和管壓降UFC。從圖中可以看出，在驅動信號Ugs之前，開關管兩端電壓Uds已經降為0，實現了ZVS 導通；驅動信號Ugs關閉后，UFC還保持在零電平，實現了ZVS 關斷。

4.2 實驗結果

圖6所示為得到的實驗波形。從圖6(a)可以看出LC 濾波器輸入側電壓波形無震蕩，輸出正弦波無明顯畸變。從圖6(b)、(c)、(d)可以看出，開關管Q2、Q3和Q5/Q6均實現了ZVS 導通。開關管Q2、Q3關斷時，驅動信號Ugs和端電壓Uds只有部分重疊，降低了關斷損耗。開關管Q5/Q6實現了ZVS 關斷。實驗波形與理論分析、仿真波形相符合，驗證了文中所用方法的有效性。

圖6 實驗波形

5 結論

本文以全橋有源鉗位電路的高頻鏈DC/AC 變換器為研究對象，針對有源鉗位開關管采用SPWM 脈寬同步調制策略存在驅動脈沖丟失問題，文中采用占空比為50%的移相同步調制策略，可以保證鉗位電路可靠工作，并有效限制電路中的尖峰電壓和消除震蕩，且實現主電路開關管的ZVS 軟開關，提高系統效率。文中仿真和實驗結果均證明了該移相同步調制策略的有效性。