反激變換器中電流尖峰產(chǎn)生的機理與解決措施

王毅，於靈，金陽

（中國電子科技集團公司第四十三研究所微系統(tǒng)安徽省重點實驗室，安徽合肥230088）

開關(guān)電源技術(shù)是運用半導體功率器件實現(xiàn)電能高效率變換的一種技術(shù)，目前常用的DC/DC 變換器就是采用開關(guān)電源技術(shù)為各種系統(tǒng)提供二次供電，實現(xiàn)電壓的變換和穩(wěn)定[1-2]。

DC/DC 變換器為了實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定，必須采用閉環(huán)控制來實現(xiàn)[3]，閉環(huán)的過程：對輸出電壓進行采樣，將采樣信號與基準電壓比較，經(jīng)運放電路產(chǎn)生誤差放大信號，誤差放大信號進入PWM控制器，實現(xiàn)脈寬調(diào)節(jié)，這套電路通常被稱為電壓環(huán)(電壓反饋)[4]；為了實現(xiàn)變換器的快速響應，在閉環(huán)控制中還會加入電流環(huán)控制[5-6]，即對輸入的脈沖電流進行采樣和濾波[7]，利用電流的梯形波作為PWM 控制的一路比較信號，與電壓環(huán)反饋的誤差放大信號進行比較，產(chǎn)生需要的PWM 控制信號[8-9]。

理想情況下電流取樣信號應該是類梯形波的形狀，但在實際電路中，梯形波的電流信號前端總會夾雜無用的尖峰干擾信號[8]，而且尖峰的大小和寬度是與主電路的參數(shù)設計相關(guān)的。這種尖峰信號對電路的穩(wěn)定性是有害的，增大了電路的輸出紋波，同時干擾了電路的正常工作頻率，產(chǎn)生諧波自激，嚴重時會使變壓器飽和，電路無法帶滿載，效率極低等。

以常用的反激電路拓撲為例，對電流尖峰的危害、產(chǎn)生機理進行分析，并在分析的基礎上，提出相應的解決措施，總結(jié)出電路設計中應該注意的事項。

1 反激電路中尖峰電流的現(xiàn)象與危害

1.1 反激電路的設計

反激電路是DC/DC 變換器中常用的電路拓撲形式，圖1為一款反激變換器電路[9-10]，電路采用了電流型的PWM 控制片UC3844 作為主控制器，主電路包含了功率開關(guān)管Q1、反激變壓器T1、輸出整流管D1等幾個部分。圖1中C3、R8是變壓器尖峰吸收電路[11]，C10、R15是MOS 管尖峰吸收電路，C5、R3是整流管電壓尖峰吸收電路[1,12]。

圖1 反激變換器電路圖

MOS 管下端R9為輸入電流的取樣電阻，R9上的電壓Uis反映了輸入回路中電流的變化，該電流波形的采樣信號Uis通過RC濾波器(R5、C6)，濾除電流波形前端的尖峰干擾后,將信號Us傳遞到PWM 控制器的電流采樣信號輸入端。

工作過程如下：在MOS 管Q1 開通期間，將輸入電壓加到反激變壓器上，電流呈線性增加，關(guān)斷期間，電流為零，所以Uis的波形是梯形波（等效于電流波形），波形的前沿有電流尖峰，如圖2所示。

圖2 反激變換器正常工作時Uis波形

在電流環(huán)控制電路中，Uis取樣信號要經(jīng)過RC（圖1中的R5、C6）濾波電路后將電流信號傳送到PWM 控制器的電流信號輸入端[13]，電流尖峰是會被濾波電路濾除掉一部分的，如圖3所示，Us是正常工作時，傳送到PWM 控制器的電流采樣信號，前端尖峰已濾除。

圖3 反激變換器正常工作時Us波形

1.2 電流尖峰的危害

當電流波形的前沿尖峰幅值很大，持續(xù)時間很長，電流尖峰的干擾不能被有效濾除時，電路工作在自激狀態(tài)，Uis的波形將會出現(xiàn)如圖4所示梯形波，波形中會缺失一個（或多個）梯形波，輸入到PWM 控制器電流取樣端的信號Us如圖5所示,產(chǎn)生次諧波的自激，單個梯形波的工作時間變長，如果沒有單脈沖的占空比限制，嚴重時會造成變壓器飽和，電路效率降低，無法帶滿載，電路的輸出紋波增大等。

圖4 反激變換器失穩(wěn)自激時Uis波形

圖5 反激變換器失穩(wěn)自激時Us波形

2 電流尖峰產(chǎn)生機理分析

既然電流信號前端的尖峰干擾危害較大，就要想辦法減小它，首先要清楚電流尖峰產(chǎn)生的機理，這需要從MOS 管開通時的電路工作狀態(tài)進行分析。

反激電路工作過程：當MOS 管Q1 關(guān)斷時，變壓器的能量傳送到副邊，副邊整流管D1 導通，MOS 管DS 承受的電壓是：[14]

其中，Uin是輸入電壓，Uo是輸出電壓，N1/N2是變壓器原副邊匝比。

當MOS 管Q1 開通時[15]，原邊C3、C10上的電流都會通過Q1 瞬時釋放掉：1）C3的放電電流會流過電流取樣電阻R9，形成電流尖峰；2）C10的放電電流流過電流取樣電阻R9，形成電流尖峰；3）在MOS 管Q1 開通時，副邊整流管D1 關(guān)斷，C5的充電電流會通過變壓器折算到原邊電路中，并流過Q1 和R9形成電流尖峰；4）D1 關(guān)斷時的反向恢復電流及管子的結(jié)電容Cd1的充電電流都會通過變壓器折算到原邊電路中，并流過Q1 和R9形成電流尖峰。這些電流就組成了輸入端電流取樣信號前端的電流尖峰信號。

可以采用以下方法進行簡單的電流計算。

1）C3的放電電流峰值

電流峰值：

電流寬度（近似認為半周期是一個f值）：

2）C10的放電電流峰值

電流峰值：

電流寬度：

3）C5的放電電流峰值

D1 上承受的反電壓：

電流峰值：

電流寬度：

折算到原邊的電流峰值：

4）D1 的反向恢復電流和結(jié)電容充電電流

整流管D1 的結(jié)電容在反向充電時也會產(chǎn)生電流尖峰iCD1，電流的大小與整流管的參數(shù)和線路的阻抗有關(guān)，寬度與結(jié)電容的大小成正比。

如果D1 是肖特基二極管，一般可以忽略反向恢復時間，如果是快恢復或超快恢復二極管，則反向恢復時間與反向恢復電流iD1的大小和寬度成正比。

iCD1和iD1的大小，一般通過實驗或仿真得到，不易計算，但可以通過分析掌握規(guī)律，合理選擇整流管。

反向充電電流折算到原邊的電流為：

反向恢復電流折算到原邊的電流為：

3 解決措施及仿真設計驗證

通過以上分析可知，電流信號前端的尖峰干擾是由吸收電路的充放電電流和整流管的反向恢復電荷產(chǎn)生的，無法完全避免，但可以通過合理設計來減小。

下面通過一個具體的反激電路，運用仿真驗證的手段[16]，給出減小電流前端尖峰干擾的設計方法，提出解決措施。設計了一個反激式DC/DC 變換器，電路圖如圖1所示，電路主要參數(shù)：輸入為160 V、輸出為5 V、工作頻率為100 kHz，變壓器原副邊匝比為N1∶N2=10∶1。

參數(shù)設計中，給出了以上4 個產(chǎn)生電流尖峰的電路單元參數(shù)的設計方法，并對初始參數(shù)通過仿真這一方便快捷的手段進行修正[16]。輸入電流如下：

其中，i′o是與負載有關(guān)的電流，其余是電流尖峰的組成部分。

電流尖峰是前4 個電流的疊加，在該電路里由于輸入電壓高，輸出電壓低，所以通過公式可以簡單地判斷出：ic3的幅度占比較大，尖峰電流的主體寬度基本上以τ1為主。

以下取R9（1.8 Ω）上的電壓波形代表電流波形，單位為V。電流寬度單位為μs。

1）C3、R8的設計

C3的作用是吸收掉變壓器漏感產(chǎn)生的電壓尖峰，所以C3的值與變壓器漏感有關(guān)，工程設計一般是在無吸收電路的情況下，測量MOS 管上的電壓尖峰，然后加入C3，將電壓尖峰壓到MOS 管承受的合理范圍（考慮降額）[15]，該電路中，C3的合理范圍是300～1 000 pF，C3增大會引起損耗增大，電路的效率降低。

R8的值應該盡量大，同時C3、R8的乘積要小于開關(guān)周期的五分之一（便于RC濾波器電路濾除尖峰干擾）。

從滿足以上條件的電路參數(shù)中，選擇了表1和表2中的R8和C3進行仿真設計,驗證電流尖峰的大小和寬度。不同的R8和C3對應電流取樣信號的尖峰幅值和寬度如表1和表2所示，電流取樣信號的尖峰波形如圖6和圖7所示。

表1 R8變化時電流取樣信號的變化表

表2 C3變化時電流取樣信號變化表

圖6 R8變化時電流取樣信號波形圖

圖7 C3變化時電流取樣信號波形圖

通過分析表1和表2的結(jié)果，最后選擇了C3=300 pF、R8=1 kΩ。

2）C10、R15的設計

C10是并聯(lián)在MOS 管DS 間的電壓尖峰吸收電容，設計的原理和作用同上，首先通過實驗確定區(qū)間范圍，然后通過仿真確定最終的C10=100 pF、R15=1 kΩ，這里不再贅述，文中要討論的是C10、R15的電路接法對電流尖峰的影響。合理的接法如圖1實線所示，還有一種接法如圖1虛線①所示。

R15接法不同，電流尖峰的幅度和寬度不同，如表3所示，電流取樣信號尖峰波形如圖8所示。

表3 MOS吸收電路接法不同時電流取樣信號變化表

圖8 R15接法變化時電流取樣信號波形圖

從表3和圖8的結(jié)果可以看出，R15連接到取樣電阻下端時，放電電流流過取樣電阻，導致電流尖峰和寬度增大。所以在設計C10、R15時，推薦圖1實線解法。

3）C5、R3的設計

C5、R3的設計主要是為了減小整流管在關(guān)斷時，變壓器的漏感在整流管上產(chǎn)生的電壓尖峰應力，設計方法同上，也是根據(jù)整流管的電壓應力確定C5的合理區(qū)間，這里確定了范圍為10 pF～5 nF，R3的值可限制整流管開通時的放電電流和整流管開通時的充電電流，因為充電電流會通過變壓器感應到原邊，是原邊尖峰電流的一部分，選取了不同的R3和C5驗證電流尖峰的大小和寬度，電流取樣信號的尖峰的幅度和寬度如表4和表5所示。

表4 R3變化時電流取樣信號變化表

表5 C5變化時電流取樣信號變化表

從表4和表5結(jié)果可以看出：1）C5不變，R3減小時，電流取樣信號尖峰增大，寬度減小。2）R3不變，C5增大時，寬度增大。由于是低壓輸出折算到高壓原邊的電流較小，所以副邊C5、R3的變化對電流取樣信號尖峰和寬度的影響較小、不敏感，但如果是高壓輸出時，這個電流的影響很大。這里選擇C5=1 nF、R3=1 kΩ。

4）整流管的設計

選取的整流管首先要滿足主電路電流和電壓的設計要求，在此基礎上選擇了幾款整流管來對比電流尖峰的大小和寬度，找出設計的方法。

10mq060 是肖特基二極管,反向恢復時間較小，可忽略，結(jié)電容為38 pF；MUR810 是超快恢復二極管，反向恢復時間為35 ns，結(jié)電容為80 pF；MUR860是超快恢復二極管，反向恢復時間為60 ns，結(jié)電容為80 pF。不同的整流管，電流取樣信號尖峰的幅度和寬度如表6所示。

表6 不同整流管時電流取樣信號變化表

從表6結(jié)果可以看出，當整流管選擇肖特基二極管時，由于反向恢復時間短、結(jié)電容小，所以電流尖峰和寬度較小；選擇超快恢復二極管，反向恢復時間長，電流尖峰和寬度變大。因此在電路設計中優(yōu)選肖特基二極管作為整流管，這里選擇肖特基二極管10mq060 作為整流管。

但是，在高壓輸出（一般100 V 以上）的場合，由于肖特基二極管的耐壓最大只有200 V，所以會經(jīng)常采用超快恢復二極管作為整流管，這里就存在反向恢復時間長的問題，電流尖峰的寬度較寬，這時只能通過降低開關(guān)頻率，使開關(guān)頻率遠大于尖峰頻率，然后設計濾波電路的RC時間常數(shù)，使之介于電流尖峰寬度和開關(guān)周期之間，這樣能有效濾除電流尖峰的干擾,同時保留有用的基波（開關(guān)頻率）電流信號。

通過以上的設計，最終采用的電路參數(shù)：C3=300 pF、R8=1 kΩ、C10=100 pF、R15=1 kΩ（圖6接法）、C5=1 nF、R3=1 kΩ、D1 為10mq060(SCHOTTKY)，驗證了其工作狀態(tài)穩(wěn)定，工作波形正常，電流尖峰較小，經(jīng)RC濾波器電路后，在PWM 的電流取樣端的波形沒有了尖峰干擾。

4 結(jié) 論

電流環(huán)控制中，電流取樣信號Uis前端一般都有電流尖峰，這樣會引起電路工作失穩(wěn)，電流尖峰雖然可以通過RC濾波電路進行濾除，但根本的方法還是要在源頭減小尖峰：主要是設計RC尖峰吸收電路時，在保證抑制電壓尖峰的基礎上，減小吸收電容，適當增大吸收電路的串聯(lián)電阻，同時保證RC乘積遠小于開關(guān)周期；MOS 管并聯(lián)吸收電路的接法要保證吸收電路中的放電電流不要流經(jīng)電流取樣電阻；輸出整流管優(yōu)選肖特基二極管，當選擇超快恢復二極管時，要選反向恢復時間短、結(jié)電容小的管子，同時要降低開關(guān)頻率，合理設計RC濾波的時間常數(shù)來消除較大尖峰的干擾。通過這些方法的運用，設計了多款產(chǎn)品，設計結(jié)果良好。

以上，只針對RC吸收電路進行了分析，在實際電路中還有RCD 吸收電路，LCD 無損吸收電路等，這些都可以參照上面的方法進行分析和運用。