基于特征模理論的超寬帶單極子天線設計

王 巖, 李奕欣,2, 王 昊, 丁振東, 陶詩飛,*

(1.南京理工大學電子工程與光電技術學院, 江蘇 南京 210094; 2.中天通信技術有限公司, 江蘇 南通 226000)

0 引 言

隨著時代的發展,人們對通信速率和質量的要求越來越高,向大容量、高速率方向發展的無線通信技術成為了當下無線通信領域的主要目標[1-2]。超寬帶[3-4](ultra-wideband,UWB)天線可以極大提高無線通信系統的信道容量,頻譜效率和工作帶寬范圍,有著廣闊的應用前景。實現超寬帶天線的方法有改變介質板的相對介電常數、引入孔結構[5]、開槽[6-8]、寄生貼片[9-12]、共面波導結構[13-15]、改變天線饋電結構和方式等。但是這些方法都是根據經驗和通過不斷嘗試得出來的,并沒有很貼切的物理解釋。

為了更加直觀、具體,科學地分析天線帶寬展寬的原理,基于特征模理論的分析方法在天線設計領域中得到了廣泛的運用[16-19]。特征模理論揭示了天線的物理本質,指出了天線的諧振特性只和天線自身的結構、材料和尺寸參數等固有屬性有關,而與饋電方式位置,外加激勵源等外部條件無關,對于天線設計工作有著更好的指導作用。對于UWB天線而言,低頻段一般是主模貢獻輻射帶寬,而高頻段一般是高次模作為主要的工作模式,高次模和低次模一般互不影響[20],因此對于UWB天線而言,不僅僅要激勵起主模,還要合適地激起高次模來達成拓展帶寬的目的。

文獻[21]中提出了一種基于特征模分析的低剖面環形結構UWB天線。該文獻首先對橢圓環形圈結構天線的前3個特征模式進行了特征模式分析(characteristic mode analysis, CMA),根據分析得到的結果在內部開槽后在天線內部放置了寄生環形貼片,分別用于激勵特征模式達到所需的效果,最終天線在470～987 MHz的范圍內能夠得到-10 dB以下的阻抗匹配帶寬。文獻[22]中分析設計了一種在金屬地板上開槽的UWB圓極化天線,在模式1和模式2的強電流位置放置了一根矩形條作為饋源,天線的模式1和模式2都被成功激發,得到了寬帶性能。文獻[23]中提出了一款開槽的寬帶天線,分析了6種模式,最終設計的絕對帶寬為1.7 GHz,相對帶寬為59.6%,達到了UWB要求。

Garbacz于1971年首次提出特征模理論[24],由Harrington等人[25-26]梳理完善,特征模理論是目前研究領域逐漸興起的一種分析方法,其能夠運用于電磁計算[27-28]、數據分析[29-30]等多重領域。現階段,其模式追蹤方法[31]大致分為4種:特征值的模式追蹤方法、特征電流的模式追蹤方法、特征電場的模式追蹤方法、混合追蹤方法。其和矩量法[32]同樣重要,雖沒矩量法運算速度快,但可以提供清晰的原理性分析,大大提高了天線設計的效率。

本文結合特征模理論通過改變天線結構以引入4種所需的特征模式在天線目標頻段內諧振,并采用微帶線饋電成功激勵起這4種特征模式,最終設計了一種工作帶寬為2.8～16.6 GHz且增益穩定的單極子天線。

1 天線模式分析

1.1 窄帶單極子天線模式分析

首先對一種簡單結構的單極子天線進行特征模式分析,通過改變其結構來激發所需的特征模式,從而達到天線帶寬的效果。初始單極子天線結構如圖1所示。

圖1 初始單極子天線結構

該天線由金屬貼片、介電常數為4.4的FR4介質板組成(厚度為1.5 mm)。本天線采用CST2019軟件和HFSS軟件對天線綜合設計。圖2是在CST軟件下的5種特征模式的諧振點電流分布。

圖2 初始天線結構的模式1到模式5的諧振點電流分布

通過分析以上仿真結果可得知模式1的模態電流分布在單極子貼片上是呈現沿著x軸朝向饋電端口流動的,且在饋電端口附近的電流分布較為密集。對于模式2,其在單極子貼片上的電流流向是沿著y軸負方向流動的。因此,通過分析比對,得出模式1和模式2為一對相互正交的特征模式。模式3的電流行為在貼片上所呈現的是以閉合的環狀形式流動的,這種模式相較于其他特征模式更加難以被激發,難以在天線目標頻段內發生諧振。可知,通過觀察天線的特征值、特征角(characteristic angle, CA)和模式顯著性(model significance, MS)曲線來分析各個模式的輻射性能。

特征值代表的是物體儲能和輻射能量的比值,當其值越接近0,代表對應的工作模式輻射性能越好,越容易發生諧振。分析圖3可知,模式1和模式2在考察的頻率范圍內都具有良好的輻射潛質,而模式4和模式5在f<8 GHz時不具有輻射潛質,但在高頻段可諧振。為了進一步分析每個工作模式的輻射情況,本文分析了天線的CA和MS。CA表述的是天線的諧振性能,當CA越接近180°,則該模式越容易諧振,反之則越難諧振;而MS反應的是天線的工作模式在考察頻段內所占的比重,當一個模式的MS為1時,代表該頻點所對應的特征模式為天線主要的工作模式。CA為180°的點與MS為1的點相互對應。由圖4和圖5分析可得,模式1和模式2分別在7.04 GHz和5.90 GHz處發生諧振,模式1在6～9 GHz頻段內的CA一直保持在180°附近,MS也均大于0.9。模式4和模式5在f>9 GHz的頻段內的MS一直保持在1附近,因此在高頻段模式4和模式5具有被激發為寬頻的潛質,作為天線主要的工作模式輻射能量。而模式3的CA在考察頻段內一直處于180°之下,難以被激勵。下文對天線結構進行改變,使得模式1和模式2在目標頻段內諧振。

圖3 初始天線結構的特征值

圖4 初始天線結構的CA

圖5 初始天線結構的MS

1.2 引入漸變結構天線模式分析

通過分別觀察第1.1節中模式1和模式2的模態電流分布,這里使用一種在強電流分布比較密集的位置引入漸變結構的方法來激勵起模式1和模式2。這種方法可以有效激勵起所需要的工作輻射模式,使得天線的諧振模式從一個諧振點較為平穩地過渡到另一個諧振點,有助于展寬天線帶寬,引入漸變結構后的單極子天線如圖6所示。

圖6 引入漸變結構后的天線

對該天線進行特征模式分析,得到模式1～模式5的模態電流分布如圖7所示。

圖7 引入漸變結構的模式1到模式5的諧振點電流分布

通過比對天線引入漸變結構前后的模態電流分布,發現引入漸變結構后模式1和模式2的電流流向相較于初始天線電流相位改變了180°。單極子貼片上模式4和模式5的模態電流分布相互正交,而模式3仍然為不易諧振的閉合環狀電流。為了更加細致地分析模式1和模式2的輻射特性,需要觀察模擬的CA和曲線圖,分別如圖8和圖9所示。

圖8 引入漸變結構的CA

圖9 引入漸變結構的MS

分析發現,引入漸變結構后模式1的諧振頻點有所提前,由引入前的7.04 GHz降低到6.43 GHz,和模式2的諧振頻點更為靠近,在低頻段(f<8 GHz)內更容易被激發輻射。模式4和模式5的諧振頻率點位置均向高頻段偏移,分別從9.00 GHz和9.30 GHz移動到了10.00 GHz和12.43 GHz并依然作為天線高頻段的主要工作模式。因此,當模式4和模式5被激勵時,相比初始天線,引入漸變結構后的天線在高頻段的阻抗匹配性能將會更好。而模式3在考察頻段內的CA均低于180°難以被激勵。天線表面的電流分布一般是由一種或幾種特征模式的模式電流組合而成,因此為了分析在引入漸變結構后的模式1和模式2被激勵的情況,需要模擬天線激勵饋電后分別在模式1的諧振頻點(f=6.43 GHz)和模式2的諧振頻點(f=6.12 GHz)處天線表面的電流分布圖。f=6.43 GHz時和f=6.12 GHz時天線表面的電流分布如圖10所示。

圖10 激勵饋電后漸變結構天線表面電流分布圖

比較圖7(a)和圖10(a)發現,饋電激勵后單極子天線表面的電流流向分布和模式1的模態電流分布基本一致,因此模式1在對應的諧振頻點處被顯著激發。而f=6.12 GHz時的電流分布雖然和模式2不一致,但是經過細致分析發現,f=6.12 GHz時天線頂部弧形區域和天線底部的電流流向有著向內收斂的趨勢,這是因為受到了y方向上模式2電流的影響,天線底部和天線頂部恰好是模式2的強電流區域。再結合圖9中的MS發現模式2的諧振頻點處,模式1的MS系數也接近1,這就意味著在f=6.12 GHz處模式1依舊處于被顯著激發的狀態,而模式2雖然也被激勵,但是被激勵的程度不及模式1,在天線工作模式中占比低于模式1。因此,模式1和模式2被有效激發,作為天線低頻段(f<8 GHz)內的主要工作模式貢獻輻射。為了使天線在整個頻段內都具有良好的帶寬特性,接下來還需要激勵能夠在高頻段(f>8 GHz)發生諧振的模式4以及模式5。

1.3 引入矩形槽天線模式分析

觀察圖7(d)和圖7(e)后發現模式4和模式5的強電流位置分布在天線的中心區域以及靠近頂部弧形的上部區域。為了激起這兩種特征模式,采取在上述區域位置對單極子天線開槽的操作。在對上述天線的模式4和模式5的強電流位置開一個長條矩形槽后,經過參數優化后最終的天線結構布局如圖11所示,天線尺寸參數如表1所示。

圖11 最終天線結構布局

表1 天線尺寸參數

對開槽后的天線進行CMA,因為模式1和模式2已經被成功激勵,因此只需要模擬模式3,模式4和模式5的模態電流分布,結果圖12所示。開槽后,模式3仍舊為難以激勵的閉合環形電流,開槽對模式3的電流模態分布并未產生影響;再分別比對模式4和模式5在開槽前后的模態電流分布圖,發現模式4和模式5的模態電流分布流向發生了180°的相位改變,但是這兩種特征模式依然保持相互正交的關系。開槽天線的CA和MS曲線圖如圖13和圖14所示。

圖12 引入矩形槽的模式3到模式5的諧振點電流分布

圖13 引入矩形槽的CA

圖14 引入矩形槽的MS

在強電流位置處開槽使得模式4和模式5的諧振頻率降低,開槽前后的模式4的諧振頻點由10 GHz提前到了6.5 GHz,且CA曲線變得更加平緩,在高頻段所具有的輻射潛質相較于開槽前大大降低,由高頻段的輻射模式轉變為了同模式1、模式2類似的低頻段的輻射模式。因此,在10.55 GHz頻點處,模式5將作為單獨的工作模式輻射能量。模式3相較于開槽前,被抑制的程度更加明顯,在考察頻段內更加難以被激勵,因此在對激勵饋電后的天線進行電流分布分析時對其他工作模式的影響更小。

為了分析在開槽后的模式4和模式5被激勵的情況,需要模擬天線激勵饋電后分別在模式4的諧振頻點(f=6.50 GHz)和模式5的諧振頻點(f=10.55 GHz)處天線表面的電流分布圖。f=6.50 GHz時和f=10.55 GHz時天線表面的電流分布如圖15所示。分析得出,圖15(b)的電流行為和模式5的天線表面模態電流分布基本一致,因此可以斷定,在f=10.55 GHz的頻點處,模式5被顯著激發。對于模式4,比對圖15(a)和圖12(b)并結合圖14所示的MS曲線,模式4在被激勵的同時,所對應的頻點處模式1的MS系數也接近1,故模式1也處于極其容易被激勵的狀態,天線表面電流行為還受到了模式1的電流的影響。綜合前文分析結果,模式1～模式5都在一定程度上被有效激勵,并且依次有助于天線的最終輻射。

圖15 激勵饋電后最終設計的天線表面電流分布

2 天線性能分析

為了更加直觀細致地分析本文設計天線,圖16和圖17分別展示所設計天線的回撥損耗和增益。

圖16 S11比對圖

圖17 天線增益比對圖

通過圖16,本次設計天線在2.88～16.60 GHz內阻抗匹配良好,相對帶寬fcc達到了140.86%,達到了UWB的技術指標且覆蓋了UWB頻段(3.1～10.6 GHz)。增益范圍在0.96～7.64 dBi。本文設計的天線在工作頻段內的增益穩定且良好。因此,設計改進后的天線無論是阻抗匹配還是天線增益方面的性能得到了一定程度上的優化。表2是參考文獻對比結果,可知,本設計天線的帶寬較寬,增益較高,且尺寸較小。在E面方向和低頻段的H面方向上,該天線的全向性良好,具有近似于全向的輻射模式方向圖,增益穩定。但隨著頻率的逐漸升高,該天線的H面方向上的增益會發生一定程度的失真,并且輻射趨勢由垂直方向上的強輻射逐漸變為水平方向上的強輻射，如圖18所示。

表2 6款UWB單極子天線參數對比

圖18 E面和H面輻射方向圖

3 結 論

本文介紹了一種具有UWB特性的平面單極子天線的設計分析過程。此次設計以特征模理論為切入點,通過對天線的前5種特征模式進行分析,并且根據各個模式的模態電流分布、CA、MS參數特性來確定具有良好諧振性能,可被激勵的模式,而后改變天線結構和采用合適的饋電方式來激發相應模式,達到帶寬的效果,完成天線的最終設計。設計完成的天線具有140.8%的阻抗帶寬,并且在工作頻段內天線的增益穩定且良好,能夠較好地工作和輻射能量。相對于參考的天線而言,本次設計的天線在特征模理論的指導作用下,天線結構方面作出了一些創新和改變,并且在天線的回波損耗和增益方面都有一定程度上的優化和改進。相對傳統天線設計方法,本文采用的天線設計方法提高了天線設計的效率。