西安200 MeV質子應用裝置直線注入器低電平控制系統設計與測試

劉臥龍， 趙銘彤， 高建超， 姜 勇， 趙 軍， 王志宇， 王茂成， 呂 偉， 王百川， 雷 鈺， 邢慶子， 程 誠， 王忠明

(1. 強脈沖輻射環境模擬與效應國家重點實驗室， 西安 710024； 2. 西北核技術研究所， 西安 710024； 3. 北京航天廣通科技有限公司， 北京 100854； 4. 清華大學 工程物理系， 北京 100084)

西安200 MeV質子應用裝置(Xi’an 200 MeV Proton Application Facility, XiPAF)由200 MeV質子同步加速器和7 MeV負氫離子直線注入器組成，是基于加速器的空間質子輻照地面模擬專用裝置，可開展宇航級抗輻射電子器件的空間輻射效應和輻射探測技術等方面的研究工作[1-2]。注入器由負氫離子源(IS)、低能傳輸段(LEBT)、RFQ、DTL和中能傳輸段(MEBT)組成，包括RFQ、DTL和散束器3臺的工作頻率為325 MHz射頻腔，采用2套500 kW四極管功率源和1套15 kW全固態功率源提供射頻功率，射頻激勵信號由LLRF產生。該注入器可產生脈沖寬度為40 μs、重復頻率為0.5 Hz的7 MeV脈沖負氫離子束流，其中，RFQ將來自LEBT的負氫離子束流由50 keV加速至3 MeV； DTL進一步將束流加速至7 MeV；最后散束器將束流動量分散度由1%降低至0.45%，提高束流注入同步環時的注入效率[3-4]。腔內電場強度的幅值和相位監測控制對直線加速器至關重要，是保持束流縱向動力學參數匹配和實現束團穩定加速的關鍵環節。現代加速器通常使用LLRF對腔內電場強度進行監測與控制，XiPAF直線注入器采用3套獨立的LLRF，實現對RFQ、DTL和散束器腔內射頻電場強度的精確控制。

1 XiPAF直線注入器射頻功率源

XiPAF直線注入器如圖1所示。3臺射頻腔的工作頻率均為325 MHz，以脈沖模式運行，射頻脈沖最大重復頻率為1 Hz。考慮建立加速電場的功率損耗、束流損耗及功率傳輸系統的損耗，RFQ，DTL和散束器需要的射頻峰值功率分別為406 ,263,7 kW。為保證束流的脈沖寬度為40 μs，考慮加速腔內電場建立所需的填充時間，饋入RFQ，DTL腔內的射頻功率脈沖寬度應不小于60 μs；散束器建場時間更長，入腔功率脈沖寬度須不小于120 μs。直線注入器射頻參數如表1所列[5-6]。

表1 XiPAF直線注入器射頻參數Tab.1 RF parameters of XiPAF linac injector

圖1 XiPAF直線注入器Fig.1 Linac injector of XiPAF

基于上述需求研制了2種型號共3套功率源，直線注入器功率源系統結構如圖2所示。其中，2套500 kW四極管功率源用于RFQ和DTL，包括2套獨立的功率放大鏈路，各自配有獨立的LLRF、推動級及燈絲、柵極和簾柵電源，共用1套陽極電源及1套監控保護系統。功率源系統機械結構包括2套末級功放機柜、1套監控機柜及1套陽極高壓電源機柜。與同等功率級別的速調管功率源系統相比，該系統結構更加緊湊。功率源系統運行在低重頻、窄脈沖模式，工作頻率為325 MHz，最大重復頻率為1 Hz，最大脈沖寬度為150 μs，采用2級放大模式，推動級為全固態功率放大器，可將來自LLRF的325 MHz射頻激勵信號放大至7 kW輸送給末級輸入腔；末級功率放大器為BURLE公司的4616V4型四極管，配套BURLE Y1413型同軸輸入輸出腔，模塊化陽極直流電源可為四極管陽極提供最高為24 kV的直流高壓，使每只四極管可輸出最高峰值為500 kW的射頻功率，并由兩路6.125 in(1 in = 2.54 cm)同軸微波傳輸線輸送至RFQ以及DTL。

圖2 直線注入器功率源系統結構圖Fig.2 RF power system of linac injector

散束器采用1套15 kW全固態功率源，整機機械結構為1個19 in標準機柜，主體是4臺5 kW固態功率放大器，功放結構為1個19 in 4U機箱，包括8個1 000 W功率放大器模塊，功放管選用水平擴散型場效應管(LDMOS)，采用模塊化設計，結構緊湊。功率源工作時，來自LLRF的325 MHz激勵信號，首先經過1臺200 W固態推動級放大，再通過功率分配網絡，同相功率分配給4臺5 kW固態放大器，經過進一步放大的射頻功率進入末級功率合成隔離網絡，同相功率合成為最高峰值為15 kW的射頻功率，最終由3.125 in同軸微波傳輸線輸送給散束器腔體。

2 低電平控制系統設計

研制了同一型號的3套數字化LLRF，用于產生直線注入器的射頻信號，監測和控制RFQ，DTL及散束器射頻電場。LLRF可根據設定的射頻電場脈寬和電場強度的相位及幅度，生成用于驅動射頻功率源的325 MHz激勵信號，閉環模式下可根據信號拾取器(pickup)采集到的射頻腔內電場信號，實時解算出腔內實際的電場參數，并通過反饋算法對輸出的信號參數進行調整，實現對腔內電場強度的幅度和相位的閉環控制，控制穩定度分別為±1%，±1°以內。

2.1 模擬組件設計及工作流程

LLRF包括數字組件與模擬組件，其中模擬組件用于生成不同頻率的射頻信號，數字組件用于對數字信號進行運算處理。模擬和數字信號可通過模擬-數字轉換器(ADC)和數字-模擬轉換器(DAC)相互轉換。

模擬組件是LLRF產生射頻信號的基礎，包括本振組件、時鐘分配組件和上下變頻組件。本振組件使用來自外部信號源的325 MHz參考信號產生361 MHz本振信號(LO)；上下變頻組件可通過混頻方式，將325 MHz信號下變頻為36 MHz中頻信號(IF)，或將中頻信號上變頻為325 MHz信號；時鐘組件可通過將中頻信號倍頻，產生144 MHz采樣時鐘信號。

LLRF模擬組件的工作流程如圖3所示。開環模式工作時，由數字組件根據設定的射頻脈沖參數產生數字中頻信號，經過DAC得到模擬中頻信號，再經過上變頻，生成325 MHz的激勵信號；閉環工作時，來自pickup的325 MHz腔內電場信號下變頻為中頻信號，由ADC對36 MHz的中頻信號以144 MHz的采樣時鐘進行4倍頻采樣，得到的數字采樣信號最后由數字組件進行運算處理，解算電場參數并產生新的激勵信號，完成對電場強度幅度和相位的監測與控制。

圖3 LLRF工作流程Fig.3 Workflow of LLRF

2.2 數字組件設計及工作流程

數字組件是LLRF實現電場強度的幅度和相位控制的關鍵環節，核心硬件為1塊FPGA芯片，另有2塊DSP芯片協助FPGA進行數據計算和信號處理，充分發揮DSP的浮點運算能力和FPGA快速定點處理的優勢[7-8]。軟件算法采用了加速器射頻控制領域廣泛應用的數字正交調制解調技術(I/Q)[9-10], 可實現I/Q解調、比例積分反饋控制(PI)及數字控制振蕩器(NCO)等功能。

LLRF以數字I/Q解調技術處理經過下變頻的pickup信號，信號可表示為正弦波V=cos(ωφ)，在2維復坐標系可表述為復矢量V=Aej(ωt+φ)，復矢量在實軸上的投影稱為I(In_phase)分量，I=Acos(ωt+φ)；在虛軸上的投影稱為Q(quadrature)分量，Q=Asin(ωt+φ)。通過測量一個特定正弦波復矢量的I分量和Q分量，可獲得該正弦信號的振幅和相位。

LLRF數字處理算法如圖4所示，工作過程分為5個步驟：1)由ADC對經過下變頻的36 MHz pickup信號進行4倍頻采樣，一個中頻周期內采樣4次，兩個相鄰采樣點之間的相位間隔為π/2。設第一個采樣點P1=Acos(ωt+φ)=I,可知采樣得到的數據將以I, -Q, -I,Q的順序重復出現，重復頻率為中頻頻率；2)在ADC對中頻信號采樣的過程中，會使每個采樣點的值疊加一個固定的直流偏移分量，可通過直流偏移移除單元對同一周期內的采樣數據進行校準，去除直流分量，得到本周期對應時刻的I和Q；3)取相鄰的2個采樣點作為相應時刻復矢量在實軸和虛軸上的投影，即以t時刻一對相鄰的It、Qt表示一個復矢量Vt(It,Qt)，為對采樣值與設定值進行比較，這些復矢量需要一個統一的參考基準，以第一個復矢量Vt1(It1,Qt1)為基準，后續所有的復矢量都必須旋轉到相同的位置上，各矢量的旋轉角度依次為-90°，-180°，-270°，……，即對復矢量乘以相應的旋轉矩陣,同時為校準功率傳輸與放大鏈路帶來的電場強度幅度增減與相移，還需對所有復矢量乘以一個校準矩陣，經過旋轉與校準后得到的一系列復矢量即為I/Q解調的結果，可表征相應時刻加速腔內電場強度的幅度和相位；4)閉環工作模式下，將每個時刻的復矢量與I、Q設定值Iset、Qset比較，產生的差值作為閉環反饋控制的輸入，采用數字PI算法實現電場強度的幅度和相位的反饋控制，以采樣信號的I、Q值作為控制對象，在數字采樣時間間隔Δt非常小的情況下，數字PI控制方程可寫為時域差分形式，選擇適當的比例和積分項系數kP，kI，可使得I，Q值穩定在設定值Iset，Qset附近，最終通過NCO模塊將經過反饋控制得到的I，Q兩路信號調制為36 MHz中頻數字信號，然后輸出到DAC中產生模擬中頻信號，進一步經過上變頻，輸出射頻激勵信號；5)開環模式下，NCO模塊直接將設定值Iset、Qset調制為36 MHz中頻數字信號，繼而經過DAC及上變頻，輸出射頻激勵信號。

圖4 LLRF數字處理算法Fig.4 LLRF digital processing algorithm

2.3 結構及接口設計

LLRF機械結構為19英寸標準5U機箱，可置于功率源系統機柜內。LLRF機箱通過以太網與控制計算機連接，在Windows環境下運行控制程序，可對輸出的激勵信號幅度、相位、脈寬及閉環反饋參數進行設置，也可通過加速器中央控制系統遠程控制。LLRF由外部3.3 V TTL信號觸發開始工作，3臺LLRF的觸發信號均由加速器同步定時系統提供，實現RFQ、DTL和散束器3路射頻脈沖同步；3套LLRF的參考信號來自同一個外部325 MHz信號源，保證3臺射頻腔內的射頻電場相位關系嚴格相參。

設計了1套駐波比保護系統(SRP)，包括駐波比解算電路及射頻開關電路，可為3路射頻鏈路提供獨立的駐波比保護。來自3套LLRF的射頻激勵信號先通過SRP機箱的射頻開關電路，再接入功率源推動級；駐波比解算電路分別接入RFQ、DTL和散束器功率傳輸線上的定向耦合器信號，根據入射與反射信號實時計算電壓駐波比(VSWR)。當腔體打火或嚴重失諧時，VSWR將超過設定的閾值，SRP射頻開關將切斷從LLRF輸出到推動級的射頻激勵信號，保護響應時間小于10 μs，可實現射頻脈寬內的快速保護，避免功率源及傳輸系統受到更多反射功率的沖擊，防止腔體繼續打火。

3 低電平控制系統測試

3.1 低電平控制系統自測

首先測試LLRF鑒定相位和幅度的精度。將信號發生器產生的325 MHz信號接入LLRF pickup信號輸入端口，依次改變輸出信號的相位和幅度，使用LLRF讀取信號的相位和幅度，測得LLRF最小可鑒別的相位差為0.5°，最小可鑒別的幅度差為0.4%，滿足幅度和相位控制穩定度分別在±1%，±1°以內的要求。然后測試LLRF對信號幅度和相位的閉環控制穩定度，以LLRF輸出的激勵信號代替pickup信號，使LLRF自身形成信號控制環路，在閉環模式下運行24小時，由LLRF讀取并記錄信號的幅度和相位值，測試結果如圖5、圖6所示。由圖5和圖6可見LLRF對信號幅度和相位控制的穩定度分別在±1%，±1°以內。

圖5 LLRF信號幅度閉環控制測試結果Fig.5 Amplitude test result of LLRF close-loop control

圖6 LLRF信號相位閉環控制測試結果Fig.6 Phase test result of LLRF close-loop control

3.2 注入器射頻功率源系統聯調

在注入器射頻功率源系統聯調前，首先，用射頻信號發生器代替LLRF作為射頻激勵信號源，對RFQ、DTL和散束器進行射頻功率老練，以60 μs脈寬、1 Hz重頻的325 MHz射頻功率饋入RFQ和DTL腔體，從100 kW以下的低功率開始，在不發生打火的前提下，逐步提升入腔功率，最終饋入RFQ和DTL的功率分別達到406 kW、263 kW；其次，對散束器以120 μs脈寬射頻功率進行老練，最終入腔功率達到7 kW；然后，以LLRF產生的射頻激勵，分別對RFQ、DTL和散束器的LLRF閉環反饋功能進行了測試。將來自各個射頻腔的pickup信號接入LLRF，調整I、Q參數的PI反饋系數kP(I)、kI(I)、kP(Q)、kI(Q)，最終使各個射頻腔內的電場強度的幅度和相位與設定值的偏差均保持在±1%,±1°以內。駐波比保護裝置在注入器運行的過程中工作正常，VSWR保護閾值設為3，在加速腔發生打火或嚴重失諧時，保護裝置能夠在10 μs以內切斷LLRF輸出的射頻激勵信號。

3.3 束流實驗結果

將3套LLRF應用于直線注入器調試實驗，使用加速器中央控制系統內的調束軟件逐個掃描RFQ、DTL和散束器電場強度的幅度和相位等參數，確定各個射頻腔的準確入腔功率和各腔之間正確的相對相位，從而實現整個注入器束流縱向參數的匹配及束流傳輸效率的最優化。逐步實施了RFQ 3 MeV束流加速實驗、DTL 7 MeV束流加速實驗及散束器降低7 MeV束流能散實驗。使用交流束流變壓器(ACCT)測得注入器各位置處的束流強度如圖7所示。

圖7 XiPAF注入器各位置處的束流強度Fig.7 Beam currents at different locations of XiPAF linac injector

4 總結

針對XiPAF直線注入器的使用需求，研制了3套數字化LLRF，用于驅動2套500 kW四極管功率源和1套15 kW固態功率源，實現了RFQ、DTL和散束器腔內射頻電場強度的幅度和相位的精確控制。LLRF輸出射頻頻率為325 MHz，基于FPGA芯片和數字I/Q控制算法，以PI控制算法實現閉環反饋控制，腔內射頻電場強度的幅度和相位穩定度分別達到了±1%,±1°以內。應用LLRF順利實施了XiPAF注入器7 MeV負氫束流注入實驗。