交錯并聯功率因數校正變換器的設計與實現

2021-12-20 07:52:50陳孟娜

通信電源技術 2021年12期

董恒，陳孟娜，龐智，馬標

（湖南工學院電氣與信息工程學院，湖南衡陽 421002）

0 引言

目前隨著大型電力和民用電子設備的廣泛投入使用，電網傳輸系統內部的電磁諧波電路污染現象愈加嚴重。為了提高整流器的功率因數、抑制諧波污染，同時減少電力電子裝置的無功消耗，一般來說有兩種典型的方法，一種是讓電網諧波被補償裝置補償，另一種則是設備自身進行調整以減少諧波污染。諧波和無功功率能同時被LC濾波器補償，但是其補償效果很差，同時容易造成濾波器體積過大。此外，還有一種采用功率因數校正的方法可以使輸入電壓和電流相位相同，從而在輸入端獲得高功率因數[1-4]。本文采用交錯并聯的功率因數轉換器，圍繞主電路的4種工作狀態分析了工作原理，再對其進行小信號建模，設計了并聯交錯的控制方案，最終完成了基于STM32F334C8微控制器的控制系統設計[5,6]。實驗證明，該裝置具有良好的動態特性和控制精度。

1 交錯并聯PFC的原理分析

1.1 電路結構

交錯并聯PFC主電路拓撲結構由一個整流橋和兩個并聯的升壓變換器組成，如圖1所示。

圖1 交錯并聯PFC主電路拓撲結構

其中，L1、L2是每相的電感，Q1、Q2是MOSFET管，C是輸出電容，D1、D2是兩個續流二極管，4個二極管共同組成整流橋。PFC電路按輸入電流的工作情況可分為連續電流模式（Continuous Current Mode，CCM）、臨界導通模式（Critical Conduction Mode，CRM）和斷續電流模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）3種。交錯并聯PFC變換器具有4種工作狀態，即Q1和Q2同時開啟、Q1開啟和Q2關閉、Q1關閉和Q2開啟以及Q1和Q2同時關閉[7,8]。

1.2 交錯并聯PFC小信號模型的建立

狀態空間平均法主要是對方程式進行運算，通過綜合運用狀態空間平均法，研究構造了可在CCM變換模式下交錯并聯PFC變換器的一個微小狀態信號模型。小信號模型是在現代控制理論的基礎上建立的，先將電感、電容的狀態空間方程和輸出電流的方程構造出來，對開關周期內的波形平均化。然后選中一個靜態工作點，將擾動的振幅加在這個點上，用狀態空間方程方法得到傳遞函數為：

式中，Gvg(s)為輸入電壓對輸出電壓的傳遞函數；Gvd(s)為控制輸入到輸出電壓的傳遞函數；Gid(s)為控制輸入到輸出電流的傳遞函數；D為二階靜態工作點下的占空比；L為電感；C0為輸出電容；R0為負載電阻[9,10]。

2 系統硬件設計

2.1 設計要求

交流輸入電壓為220 V，直流輸出電壓為400 V，輸入電壓頻率為50 Hz，輸出功率為1 000 W，開關頻率為70 kHz，功率因數大于0.98。

2.1.1 開關頻率的選擇

一般來說，開關頻率過低會使電感體積變大，增加成本。如果開關頻率過高，則可能導致對二極管和開關管的電感或是電容等寄生參數的影響明顯的顯示出來，從而使得器件的各種損耗增大。在現階段對PFC電路的研究中，開關頻率的范圍一般圈定在50 kHz～100 kHz，本設計確定70 kHz為開關頻率。

2.1.2 升壓電感的選擇

根據前面的設計要求，可以計算L1和L2電感的值如下。最小輸入電壓峰值下的最小瞬時占空比δlowline為：

將K(δ)定義為兩相交錯PFC中輸入電流變化與單個電感上電流變化的比值：

在δ=0.683處計算出K約為0.53。假設PFC的最大輸出功率是標稱輸出功率除以DC-DC變換器的估計最小效率（96%），對于最大施加的紋波為30%，單個電感器的最大峰值電流變化為：

一旦獲得ΔIL輸入值，每個升壓轉換器的最小電感值為：

因此，選擇140 μH的電感器。

2.1.3 半導體器件的選擇

對于平均電流模式控制，峰值電感器電流可使用以下公式來計算：

當開關關閉時，漏極到源極的電壓等于輸出電壓。因此，要選擇額定電壓比輸出電壓大，額定電流比最大電感電流大的MOS管型號。為了降低導通損耗，采用低漏源電阻的電力MOS是保證高效率的關鍵。考慮安全余量，MOS管壓降按照1.3倍的輸出電壓來選擇。

為滿足設計要求，針對Q1和Q2分別選擇了兩個STW48N60M2-4 N通道功率MOSFET。該裝置的特點是每個開關在25 ℃時的最小擊穿電壓為650 V，最大導通電阻為45 mΩ。每對開關的等效電阻器為22.5 mΩ，兩個開關的并聯將降低靜態功率損耗。

二極管D1和D2上的平均電流為：

主開關管Q1和Q2采用STPSC1006D 600V18A。

2.1.4 輸出電容器的選擇

其中紋波電壓ΔU0取決于輸出電容器Cout、輸出功率Pout和角電源頻率ω，紋波電壓公式為：

因此，輸出電容器的值為：

角頻率ω=2πf≈2×3.14×50是按50 Hz的電源頻率來計算，紋波電壓Δu0取6 V。基于此，選擇4個450 V、470 μF的電解電容。

2.2 控制電路設計

2.2.1 PFC控制系統

該控制系統是針對STM32F334C8微控制器實現的，該微控制器配有2個獨立的高速12位ADC、3個超快比較器以及1個高分辨率定時器（HRTIM）。與傳統的平均電流控制方法一樣，它有兩個不同的控制回路。一個是外部電壓回路，在參考值（400 V）處提供母線電壓調節，設置適當的參考電流；另一個是工作頻率為70 kHz的電流內環，最大限度地減少平均電感電流和其正弦參考同相電源電壓之間的誤差。通過對PWM導通時間中點的開關電流采樣來獲得測量值。通過兩種不同的電流反饋測量，可以為轉換器的每個支路執行獨立的電流回路，并以相同的占空比驅動兩個支路的開關。控制方案的框圖如圖2所示。

圖2 交錯并聯PFC控制方案

在dq坐標系下采用鎖相環（Phase locked Loop，PLL）來計算輸入電壓的頻率、幅值，保證與輸入電流的同步。利用Park變換和PLL輸出的估計相位角θ，將電網電壓和重構的90°相移波形轉換為dq同步旋轉坐標系。

2.2.2 芯片外圍電路的設計

該控制算法是基于STM32F334C8芯片實現的，芯片外圍電路設計如圖3所示。

圖3 芯片外圍電路設計

2.2.3 驅動電路的設計

因為控制部分的輸出功率不足，無法直接驅動開關管，所以要增加驅動電路，驅動電路原理如圖4所示。設計采用的是意法半導體（ST）公司生產的PM8834驅動芯片。

圖4 芯片外圍電路原理

2.2.4 控制器的設計

為了使輸入電流能夠跟隨參考電流，設定穿越頻率為5 kHz～10 kHz。交錯并聯PFC的控制框圖如圖5所示。

圖5 交錯并聯PFC控制框圖

圖中Gvg(s)是輸入到輸出電壓的傳遞函數，Gid(s)是占空比控制到輸入電流的傳遞函數，Gvd(s)是占空比控制到輸出電壓的傳遞函數，Gic(s)是電流內環控制器，Gid(s)是電壓外環控制器，Hm是電流環控制器到占空比控制的增益，H1和H2是輸出電壓和輸入電流的增益，H3是參考電流計算的函數，Iref是參考電流，Uref是參考電壓。其中，H1、H2和Hm通常是常數。

3 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性，搭建一臺原理樣機進行實驗。采用ST公司的STM32F334C8T6數字芯片作為核心處理器進行控制算法處理，總功率為1 000 W，輸入交流電壓為90～264 V，輸出直流電壓為400 V，電感為140 μH，開關頻率為70 kHz。實驗結果表明，能夠實現輸入端電壓和電流同相位，輸入電流和輸出電壓紋波小，動態穩定性好，可以驗證設計方案的可行性與正確性。圖6為直流側輸出電壓，輸出電壓實測為402.7 V，紋波小于2%。圖7為示波器讀取的空載時Q1和Q2的Uds波形，圖8為示波器讀取的滿載時Q1和Q2的Uds波形，圖9為電感電壓和電流波形。