交錯(cuò)并聯(lián)功率因數(shù)校正變換器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

董 恒，陳孟娜，龐 智，馬 標(biāo)

（湖南工學(xué)院電氣與信息工程學(xué)院，湖南 衡陽 421002）

0 引 言

目前隨著大型電力和民用電子設(shè)備的廣泛投入使用，電網(wǎng)傳輸系統(tǒng)內(nèi)部的電磁諧波電路污染現(xiàn)象愈加嚴(yán)重。為了提高整流器的功率因數(shù)、抑制諧波污染，同時(shí)減少電力電子裝置的無功消耗，一般來說有兩種典型的方法，一種是讓電網(wǎng)諧波被補(bǔ)償裝置補(bǔ)償，另一種則是設(shè)備自身進(jìn)行調(diào)整以減少諧波污染。諧波和無功功率能同時(shí)被LC濾波器補(bǔ)償，但是其補(bǔ)償效果很差，同時(shí)容易造成濾波器體積過大。此外，還有一種采用功率因數(shù)校正的方法可以使輸入電壓和電流相位相同，從而在輸入端獲得高功率因數(shù)[1-4]。本文采用交錯(cuò)并聯(lián)的功率因數(shù)轉(zhuǎn)換器，圍繞主電路的4種工作狀態(tài)分析了工作原理，再對(duì)其進(jìn)行小信號(hào)建模，設(shè)計(jì)了并聯(lián)交錯(cuò)的控制方案，最終完成了基于STM32F334C8微控制器的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)[5,6]。實(shí)驗(yàn)證明，該裝置具有良好的動(dòng)態(tài)特性和控制精度。

1 交錯(cuò)并聯(lián)PFC的原理分析

1.1 電路結(jié)構(gòu)

交錯(cuò)并聯(lián)PFC主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由一個(gè)整流橋和兩個(gè)并聯(lián)的升壓變換器組成，如圖1所示。

圖1 交錯(cuò)并聯(lián)PFC主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

其中，L1、L2是每相的電感，Q1、Q2是MOSFET管，C是輸出電容，D1、D2是兩個(gè)續(xù)流二極管，4個(gè)二極管共同組成整流橋。PFC電路按輸入電流的工作情況可分為連續(xù)電流模式（Continuous Current Mode，CCM）、臨界導(dǎo)通模式（Critical Conduction Mode，CRM）和斷續(xù)電流模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）3種。交錯(cuò)并聯(lián)PFC變換器具有4種工作狀態(tài)，即Q1和Q2同時(shí)開啟、Q1開啟和Q2關(guān)閉、Q1關(guān)閉和Q2開啟以及Q1和Q2同時(shí)關(guān)閉[7,8]。

1.2 交錯(cuò)并聯(lián)PFC小信號(hào)模型的建立

狀態(tài)空間平均法主要是對(duì)方程式進(jìn)行運(yùn)算，通過綜合運(yùn)用狀態(tài)空間平均法，研究構(gòu)造了可在CCM變換模式下交錯(cuò)并聯(lián)PFC變換器的一個(gè)微小狀態(tài)信號(hào)模型。小信號(hào)模型是在現(xiàn)代控制理論的基礎(chǔ)上建立的，先將電感、電容的狀態(tài)空間方程和輸出電流的方程構(gòu)造出來，對(duì)開關(guān)周期內(nèi)的波形平均化。然后選中一個(gè)靜態(tài)工作點(diǎn)，將擾動(dòng)的振幅加在這個(gè)點(diǎn)上，用狀態(tài)空間方程方法得到傳遞函數(shù)為：

式中，Gvg(s)為輸入電壓對(duì)輸出電壓的傳遞函數(shù)；Gvd(s)為控制輸入到輸出電壓的傳遞函數(shù)；Gid(s)為控制輸入到輸出電流的傳遞函數(shù)；D為二階靜態(tài)工作點(diǎn)下的占空比；L為電感；C0為輸出電容；R0為負(fù)載電阻[9,10]。

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

2.1 設(shè)計(jì)要求

交流輸入電壓為220 V，直流輸出電壓為400 V，輸入電壓頻率為50 Hz，輸出功率為1 000 W，開關(guān)頻率為70 kHz，功率因數(shù)大于0.98。

2.1.1 開關(guān)頻率的選擇

一般來說，開關(guān)頻率過低會(huì)使電感體積變大，增加成本。如果開關(guān)頻率過高，則可能導(dǎo)致對(duì)二極管和開關(guān)管的電感或是電容等寄生參數(shù)的影響明顯的顯示出來，從而使得器件的各種損耗增大。在現(xiàn)階段對(duì)PFC電路的研究中，開關(guān)頻率的范圍一般圈定在50 kHz～100 kHz，本設(shè)計(jì)確定70 kHz為開關(guān)頻率。

2.1.2 升壓電感的選擇

根據(jù)前面的設(shè)計(jì)要求，可以計(jì)算L1和L2電感的值如下。最小輸入電壓峰值下的最小瞬時(shí)占空比δlowline為：

將K(δ)定義為兩相交錯(cuò)PFC中輸入電流變化與單個(gè)電感上電流變化的比值：

在δ=0.683處計(jì)算出K約為0.53。假設(shè)PFC的最大輸出功率是標(biāo)稱輸出功率除以DC-DC變換器的估計(jì)最小效率（96%），對(duì)于最大施加的紋波為30%，單個(gè)電感器的最大峰值電流變化為：

一旦獲得ΔIL輸入值，每個(gè)升壓轉(zhuǎn)換器的最小電感值為：

因此，選擇140 μH的電感器。

2.1.3 半導(dǎo)體器件的選擇

對(duì)于平均電流模式控制，峰值電感器電流可使用以下公式來計(jì)算：

當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)，漏極到源極的電壓等于輸出電壓。因此，要選擇額定電壓比輸出電壓大，額定電流比最大電感電流大的MOS管型號(hào)。為了降低導(dǎo)通損耗，采用低漏源電阻的電力MOS是保證高效率的關(guān)鍵。考慮安全余量，MOS管壓降按照1.3倍的輸出電壓來選擇。

為滿足設(shè)計(jì)要求，針對(duì)Q1和Q2分別選擇了兩個(gè)STW48N60M2-4 N通道功率MOSFET。該裝置的特點(diǎn)是每個(gè)開關(guān)在25 ℃時(shí)的最小擊穿電壓為650 V，最大導(dǎo)通電阻為45 mΩ。每對(duì)開關(guān)的等效電阻器為22.5 mΩ，兩個(gè)開關(guān)的并聯(lián)將降低靜態(tài)功率損耗。

二極管D1和D2上的平均電流為：

主開關(guān)管Q1和Q2采用STPSC1006D 600V18A。

2.1.4 輸出電容器的選擇

其中紋波電壓ΔU0取決于輸出電容器Cout、輸出功率Pout和角電源頻率ω，紋波電壓公式為：

因此，輸出電容器的值為：

角頻率ω=2πf≈2×3.14×50是按50 Hz的電源頻率來計(jì)算，紋波電壓Δu0取6 V。基于此，選擇4個(gè)450 V、470 μF的電解電容。

2.2 控制電路設(shè)計(jì)

2.2.1 PFC控制系統(tǒng)

該控制系統(tǒng)是針對(duì)STM32F334C8微控制器實(shí)現(xiàn)的，該微控制器配有2個(gè)獨(dú)立的高速12位ADC、3個(gè)超快比較器以及1個(gè)高分辨率定時(shí)器（HRTIM）。與傳統(tǒng)的平均電流控制方法一樣，它有兩個(gè)不同的控制回路。一個(gè)是外部電壓回路，在參考值（400 V）處提供母線電壓調(diào)節(jié)，設(shè)置適當(dāng)?shù)膮⒖茧娏鳎涣硪粋€(gè)是工作頻率為70 kHz的電流內(nèi)環(huán)，最大限度地減少平均電感電流和其正弦參考同相電源電壓之間的誤差。通過對(duì)PWM導(dǎo)通時(shí)間中點(diǎn)的開關(guān)電流采樣來獲得測(cè)量值。通過兩種不同的電流反饋測(cè)量，可以為轉(zhuǎn)換器的每個(gè)支路執(zhí)行獨(dú)立的電流回路，并以相同的占空比驅(qū)動(dòng)兩個(gè)支路的開關(guān)。控制方案的框圖如圖2所示。

圖2 交錯(cuò)并聯(lián)PFC控制方案

在dq坐標(biāo)系下采用鎖相環(huán)（Phase locked Loop，PLL）來計(jì)算輸入電壓的頻率、幅值，保證與輸入電流的同步。利用Park變換和PLL輸出的估計(jì)相位角θ，將電網(wǎng)電壓和重構(gòu)的90°相移波形轉(zhuǎn)換為dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。

2.2.2 芯片外圍電路的設(shè)計(jì)

該控制算法是基于STM32F334C8芯片實(shí)現(xiàn)的，芯片外圍電路設(shè)計(jì)如圖3所示。

圖3 芯片外圍電路設(shè)計(jì)

2.2.3 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

因?yàn)榭刂撇糠值妮敵龉β什蛔悖瑹o法直接驅(qū)動(dòng)開關(guān)管，所以要增加驅(qū)動(dòng)電路，驅(qū)動(dòng)電路原理如圖4所示。設(shè)計(jì)采用的是意法半導(dǎo)體（ST）公司生產(chǎn)的PM8834驅(qū)動(dòng)芯片。

圖4 芯片外圍電路原理

2.2.4 控制器的設(shè)計(jì)

為了使輸入電流能夠跟隨參考電流，設(shè)定穿越頻率為5 kHz～10 kHz。交錯(cuò)并聯(lián)PFC的控制框圖如圖5所示。

圖5 交錯(cuò)并聯(lián)PFC控制框圖

圖中Gvg(s)是輸入到輸出電壓的傳遞函數(shù)，Gid(s)是占空比控制到輸入電流的傳遞函數(shù)，Gvd(s)是占空比控制到輸出電壓的傳遞函數(shù)，Gic(s)是電流內(nèi)環(huán)控制器，Gid(s)是電壓外環(huán)控制器，Hm是電流環(huán)控制器到占空比控制的增益，H1和H2是輸出電壓和輸入電流的增益，H3是參考電流計(jì)算的函數(shù)，Iref是參考電流，Uref是參考電壓。其中，H1、H2和Hm通常是常數(shù)。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，搭建一臺(tái)原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。采用ST公司的STM32F334C8T6數(shù)字芯片作為核心處理器進(jìn)行控制算法處理，總功率為1 000 W，輸入交流電壓為90～264 V，輸出直流電壓為400 V，電感為140 μH，開關(guān)頻率為70 kHz。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，能夠?qū)崿F(xiàn)輸入端電壓和電流同相位，輸入電流和輸出電壓紋波小，動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性好，可以驗(yàn)證設(shè)計(jì)方案的可行性與正確性。圖6為直流側(cè)輸出電壓，輸出電壓實(shí)測(cè)為402.7 V，紋波小于2%。圖7為示波器讀取的空載時(shí)Q1和Q2的Uds波形，圖8為示波器讀取的滿載時(shí)Q1和Q2的Uds波形，圖9為電感電壓和電流波形。

圖6 直流側(cè)輸出電壓

圖7 空載Q1和Q2的Uds波形

圖8 滿載Q1和Q2的Uds波形

圖9 電感電壓和電感電流波形

4 結(jié) 論

通過采用并聯(lián)交錯(cuò)技術(shù)，結(jié)合數(shù)字控制技術(shù)，使得功率因數(shù)校正變換器能夠在高頻工作情況下更好地實(shí)現(xiàn)裝置的小型化、輕量化。同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)交流側(cè)高功率因數(shù)，減少電力電子裝置對(duì)電網(wǎng)的影響，使得功率因數(shù)變換器具有更好的電氣性能。