開關轉換器輸出浪涌電流引發(fā)的啟動臺階問題技術研究

劉文韜，張潔，茍超，彭克武，陳波，胡袁彬

（中國電子科技集團公司 第二十四研究所，重慶 400060）

引言

隨著整機裝備的不斷發(fā)展，負載對前級供電系統(tǒng)提出了更高的要求：更小的體積，更高的效率，更好的動態(tài)響應，更大的功率密度以及更加低廉的成本。傳統(tǒng)隔離電源在新型要求下逐漸顯現(xiàn)出了一定的局限性，而負載點電源是對這一局限性很好的補充[1]。

許多開關轉換器的輸出是由噪聲要求的[2]，對于低輸出噪聲的需求促使設計人員加大輸出濾波，例如會在轉換器的輸出端并聯(lián)多個電容。針對FPGA和DSP的低噪聲供電的使用要求，用戶通常會在就近FPGA或者DSP的供電端口并聯(lián)大的負載電容。隨著輸出電壓軌上的濾波電容的增加，會在轉化器啟動過程中會引入更大的浪涌電流。由于輸出浪涌電流過大，開關轉換器可能會遇到延遲啟動問題，或者根本無法啟動。過大的浪涌電流可能會給系統(tǒng)的啟動過程造成問題，導致電感的飽和或者損壞功率級。

為了解決輸入浪涌電流對系統(tǒng)的損壞，在DC-DC系統(tǒng)電路設計中會設計對應的過流保護結構，常用的結構有恒流過流保護結構、折返過流保護結構和打嗝模式的過流保護結構。

盡管存在過流保護結構，開關穩(wěn)壓器仍然可能無法正常工作，尤其是在啟動期間，如果打嗝模式處于激活階段，過大的浪涌電流可能會導致電感電流超出限流閾值，從而觸發(fā)打嗝模式，阻止轉換器啟動[3]。

1 轉換器低溫臺階啟動故障現(xiàn)象

1.1 開關轉換器啟動階段電流分析

常用的BUCK型DC-DC轉換器電路在啟動階段的電壓波形和電流占比情況如圖1所示，可以看到啟動階段的電流波形有很大一部分去給輸出電容充電，當模塊電路的輸出負載電容過大的時候，會導致模塊在啟動階段進入到限流啟動情況，即整個控制器以限流點電流對輸出電容進行充電[4]。

圖1 反偏EB結齊納管剖面圖

針對典型的BUCK型DC-DC轉換器電路的啟動階段，流過電容的充電電流和輸出電壓建立的波形如圖2所示?？梢钥吹饺绻敵鲭娙葸^大，則轉換器需要的電流ICAP可能太高。

圖2 VOUT波形帶載啟動異常（啟動浪涌電流測試）

1.2 用戶使用條件下的低溫臺階啟動故障

該DC-DC轉換器電路在用戶使用時所采用的外圍供電部分線路結構如圖3所示。

圖3 用戶應用條件

前級為預降壓模塊，通過負載點電源將28 V輸入電壓轉換為5 V輸入，在并聯(lián)多個本DCDC轉換器進行二級降壓，實現(xiàn)對FPGA的供電。

實際測試中，在低溫下部分電路表現(xiàn)為臺階啟動甚至無法啟動，實際測試啟動波形見圖4。測試該外圍情況下的啟動階段瞬間浪涌電流大小，對應臺階啟動的電壓。可以看到在輸出每個臺階的上升階段表現(xiàn)為很大的浪涌電流約15 A以上。遠遠超過該DC-DC電壓轉換器的標稱電流6 A，達到了該轉換器的過流保護點。

圖4 用戶現(xiàn)場測試浪涌電流大小

為了進一步分析啟動過程中引入的浪涌電流對系統(tǒng)的影響，需要進一步分析該DCDC轉換器內部采用的控制器的線路結構，具體見第2節(jié)。

2 啟動過程異常分析及其解決措施

2.1 內部控制器過流機理

該DC-DC電壓轉換器內部的控制器芯片邏輯框圖見圖6所示。

圖6 DC-DC轉換器控制芯片內部結構框圖

器件的軟啟動過程為分為兩個階段[5]:階段1為器件的SS端口作為使能端口功能使用，該端口電壓從0～1.2 V的階段，該端口關斷器件；當SS端口電壓高于1.2 V的時候，器件的軟啟動功能開啟，芯片內部誤差放大器的基準輸入端的電壓開始線性上升，從0～0.891 V的時間約為3.35 ms，通過這兩個階段的控制可以保證電路的軟啟動時間在毫秒級別的控制。

同時器件的內部軟啟動邏輯受過溫保護（Thermal）、輸入電壓欠壓鎖定（UVLO）邏輯控制。當電路發(fā)生過溫保護或者欠壓時候，會通過控制信號打開芯片內部的軟啟動放電管，對SS電容上的電壓進行放電，同時關斷器件內部的控制電路。

2.2 啟動臺階機理分析

啟動異常的模塊電路（以下簡稱異常模塊）與正常模塊電路（以下簡稱正常模塊）在內部控制器的電流限制參數上存在差異，具體表現(xiàn)為：異常模塊的電流限制參數較正常模塊高，在15 A左右，低于國外產品手冊要求的典型值（9 A）。

為分析控制器TPS54873PWP峰值過流點差異對模塊電路啟動波形的影響，測試正常模塊帶載啟動波形如圖7，正常啟動到穩(wěn)定分為兩個過程，階段1：從軟啟動未介入環(huán)路，電路以較大的峰值電流啟動；階段2：軟啟動控制環(huán)路，輸出電壓緩慢上升。

由控制器TPS54873PWP內部線路結構圖7可知，當軟啟動電壓上升到1.2 V以后，誤差放大器反相端電壓從0 V開始上升，此時誤差放大器輸出端為高電壓，導致上開關管以最大占空比（約90 %）。圖7中啟動階段1過程放大波形如圖8所示。

圖7 正常模塊啟動過程

由圖8可知，在電路開始啟動的最開始幾個周期內，電路上管開啟，電路的等效模型如圖9所示。

圖8 啟動階段1的關鍵節(jié)點波形

圖9 在啟動初期的內部工作簡化圖

此時，當內部NMOS功率管開啟的時候，VIN通過電感L給輸出電容CL和負載充電，此時VOUT≈0 V，輸出電容為陶瓷電容，ESR電阻很小，等效對地短路。此時電感電流上升斜率為：

在最開始的啟動時，電感電流迅速上升，此過程維持數個周期。而電感電流的“浪涌電流”可以等效計算為：

式中：

TSW—開關電源的周期，經過實際測試內部器件在3～4個周期內達到峰值電流故實際取3個周期。

經過按照用戶外圍搭建后，正常電路在經過3個最大占空比周期后電感電流上升到過流閾值點約12 A左右，而異常電路在經過4個最大占空比周期導致電感電流上升到過流閾值點約18.5 A左右，實際見圖10、圖11。

圖10 異常啟動階段1的輸入過沖電流實測值

圖11 正常電路階段1波形（電感峰值電流達到11.06 A后限流）

階段2是從FB電壓再次掉落到0.2 V開始，至輸出電壓完全建立到設置電壓Vset結束。該過程是由外部軟啟動電容控制，從圖7中可以得到該階段的輸出電壓上升斜率為：，接近軟啟動上升斜率。

對比異常電路的測試結果，當輸出電容使用過大（如接近1000 μF）的時候，由于電路在啟動階段會以TPS54873PWP器件的過流保護電流對輸出電容進行充電（正常電路的充電電流峰值約為12 A，異常電路的充電電流峰值為18 A左右），由于異常模塊的瞬間VIN電流有接近18 A，即便是很小的寄生輸入電阻，也會在控制芯片的VIN端產生很大的壓降。此時雖然在電源端檢測到的輸入電壓并沒有掉落到很低，但是實際控制器端的VIN電壓已經被拉的很低。VIN電壓被拉低后，觸發(fā)內部芯片的欠壓鎖定電壓閾值，引起軟啟動重復關斷。

2.3 啟動過程臺階現(xiàn)象解決措施

從2.2節(jié)的分析可知，電源在大電容負載下出現(xiàn)臺階啟動的原因是，啟動階段1的電路以過流點啟動，而導致浪涌電流過大，同時輸入電壓源無法提供相應的電流，導致輸入電壓被瞬間拉低，從而觸發(fā)芯片內部的欠壓保護結構，導致電路出現(xiàn)反復的啟動，表現(xiàn)為臺階啟動；低溫下器件的過流保護點增加，浪涌電流也會增加，導致啟動更加困難，甚至出現(xiàn)無法啟動的情況。

為滿足用戶大電容負載的使用環(huán)境，在輸入電容也對應增加，啟動階段的浪涌電流將大部分由輸入電容瞬間提供，這樣輸入電壓不會出現(xiàn)降低而觸發(fā)芯片內部的欠壓啟動結構的情況。

3 結論

本文通過解決用戶在使用大電流DCDC轉換器輸出負載電容大，引起的臺階啟動問題。分析了啟動浪涌電流對控制器的影響，通過分析芯片內部的軟啟動邏輯相關電路。從機理上解釋了浪涌電流引起臺階啟動的原因，并提出改進措施。

為了滿足用戶的使用，優(yōu)化了原DCDC轉換器的軟啟動時間，同時將輸入電容增加。延長軟啟動時間，避免了軟啟動過程中的浪涌電流過大。經過實際驗證，該方法可以有效的解決輸出浪涌電流過大引起的啟動臺階問題。