三相逆變器控制策略的研究與仿真分析

靳舵，張厚升，李家琪，蔣俊杰，王 傲

（山東理工大學電氣與電子工程學院，山東淄博 255022）

0 引言

在經濟全球化的大背景下，人類社會取得進步的同時也面臨著資源消耗過快的問題，這也給環境造成了很大的污染［1］。燃油汽車行業受到了巨大沖擊，面對這種嚴重問題不得不做出調整。近年來，電動汽車（Electric Vehicle，EV）憑借其污染少、能量利用率高、噪音小以及能量可回收等優點在我國得到了大力支持和迅速的發展［2-3］。

研究發現，電動汽車每天集中使用的時間有限，絕大部分階段保持停放的狀態。經眾多學者研究，一種車網互動技術（Vehicle to Grid，V2G）蓬勃發展，在用電高峰期時，為滿足高負荷用電需求，將電動汽車的電能回饋至電網，這也表明了電動汽車可對智能電網起到削峰填谷的作用［4-6］。

三相逆變器是電動汽車V2G技術的重要環節，在實現調節電網波動，進行削峰填谷的同時，又要避免電力電子設備所引起的諧波以及無功功率對電網的影響［7-8］。對三相逆變器的控制策略的研究，文獻［9］中不再使用傳統的PI控制而是引入了模糊邏輯控制，獲得了高功率因數和低諧波畸變的效果，動態響應較快但控制精度有待提高。文獻［10］中引入基于電壓和電流前饋解耦的雙閉環控制，控制效果較好，但變換過程較為復雜，且沒有對直流電壓進行控制。文獻［11］中將滑模變結構控制應用到電壓外環，通過該算法為內環提供電流，控制精度高且響應較快，但在跟蹤輸入電壓時存在著較大的電流波動。文獻［12-13］中提出電流預測控制策略，能使電流迅速達到給定值，該控制方法具有較高的功率因數，諧波含量少且能保持直流側電壓的穩定，但計算復雜、動態性能較差。

三相逆變器可將電動汽車中的直流電轉化為交流電，實現對電網的削峰填谷，這對電網波動的調節具有重要意義［14-16］。本文主要研究三相全橋逆變器的控制策略，調制方式采用結構簡單且容易實現的正弦脈寬調制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）。以三相全橋逆變器為研究對象，建立其數學模型，提出一種基于前饋解耦的雙閉環控制策略。仿真結果證實了本文所提的控制方法可有效地提高直流側電壓的控制精度，減小并網電流的波動及降低諧波畸變。

1 三相逆變器的數學模型

在實際應用中，三相逆變換器可將電動汽車電池中的直流電轉化為交流電，在智能電網不穩定的時候對其進行調節，實現削峰填谷的作用。本文主要基于三相全橋電壓型逆變器的電路結構進行研究，其結構如圖1 所示。

圖1 三相逆變器電路結構圖

圖中ea、eb、ec為三相交流側的輸入電動勢，ia、ib、ic為三相交流側的輸入電流，R1～R3、L1～L3分別為電網側等效電阻和等效電感，VT1-VT6為開關管器件，C為直流側儲能電容，udc為電容兩端的電壓，e為直流側電動汽車電池的電動勢，RL為直流側電阻。

由圖1 的電路結構可得出，該三相全橋逆變器共采用6 個開關管，存在3 個橋臂。本文采用邏輯函數Si（i＝a、b、c）的數值分別表示對應橋臂上兩個開關管的工作狀態。當Si的值為1時，表示該橋臂上端的開關管導通，下端的開關管關斷；當Si的值為0時，表示該橋臂上端的開關管關斷，下端的開關管導通。

為便于分析和研究，假設三相交流電動勢ea、eb、ec為幅值相同、相角互差120°的正弦電勢；電網側各相等效電感和阻值相同，即R1＝R2＝R3＝R，L1＝L2＝L3＝L；VT1-VT6均為理想的開關管。利用基爾霍夫電壓定律（KVL）與電流定律（KCL）可得該逆變器在三相靜止坐標系下的模型

在三相靜止abc 坐標系下，逆變器的各變量均為交流量，很難進行相關的計算和控制，使得控制系統設計困難。為簡化控制運算，將逆變器模型轉化到兩相同步旋轉dq坐標系下，使交流變量等效為直流變量。為簡化計算，引入坐標變換矩陣

式中：ω為旋轉角轉速；ωt為a軸與d軸之間的夾角。當時間t為0時，a軸與d軸重合。

結合式（1）、（2），該逆變器的模型可轉化到兩相同步旋轉dq坐標系下，

式中：ud和uq分別為三相逆變器交流側電壓的dq軸分量，id和iq分別為三相逆變器交流側電流的dq軸分量，ed和eq分別為電網電動勢的dq軸分量。

在兩相同步旋轉坐標系下，三相逆變器模型的dq軸電流分量id與iq可分別表示交流側電流的有功分量與無功分量，因此對電流id與iq進行控制就可以實現對交流側有功和無功的單獨調節。由式（3）可知，在dq軸上的電流分量id和iq受多種變量的影響，且均含有d、q軸上的參數變量，存在著復雜的耦合現象，因此設計控制策略時應首先將d軸與q軸間的耦合現象解除。

2 基于前饋解耦的雙閉環控制策略

由于電網側等效電阻非常小可忽略，即式（3）中的Rid與Riq可以忽略不計。電流環控制器采用PI控制器進行調節，所以式（3）中的電流微分項可由PI 控制器獲得，其他的擾動項采用前饋補償的方法運算，可得電流控制方程

將式（4）代入式（3），可得

由式（5）可見，三相逆變器在兩相同步旋轉坐標系下的電流分量id和iq已經實現完全解耦。基于兩相同步旋轉坐標，圖2 給出了該控制策略的前饋解耦框圖。

圖2 兩相同步旋轉坐標前饋解耦控制框圖

在前饋解耦過程中，由于id、iq中存在電流脈動分量，這會對控制過程產生不利影響。為提升控制效果，將參與前饋解耦的dq軸電流用給定的dq軸電流替換。通過電流環的前饋解耦環節，消除了電流分量id與iq之間的耦合現象，對兩者分別進行控制即可實現對有功功率和無功功率的單獨調節。如圖3 給出了電流替換后的前饋解耦控制框圖。

圖3 改進的前饋解耦控制框圖

為并網過程能高效運行，引入鎖相環（Phase locked loop，PLL）來跟蹤電網側三相交流信號的相位信息，圖4 給出了鎖相環控制框圖，其中：f為電網電壓的頻率；θ為交流信號的相位角度。

圖4 鎖相環控制框圖

鎖相環主要由3 部分組成，分別為鑒相器（對應坐標變換）、濾波器（對應PI 控制器）以及壓控振蕩器（對應積分環節）。三相電壓經變換后可分別得到其在dq軸上的電壓分量，將q軸的電壓分量經過PI 控制器進行調節，輸出頻率的差值與電網電壓頻率求和并進行積分，最終得到交流側信號的相位角。

圖5 給出了改進的基于前饋解耦的雙閉環控制策略結構圖，圖中為直流側電壓給定值。該控制策略具有良好的控制性能，能保證交流電網側以及直流側具有良好的靜態特性。

圖5 電壓電流雙閉環控制結構圖

該控制方法將三相交流側的電壓和電流經坐標變換轉化到dq軸上所對應電壓、電流分量，作為前饋解耦控制的輸入信號。電壓環與電流環均采用PI 調節器進行控制，電壓外環能使直流側電壓保持穩定，電流內環通過調節器維持電流的穩定。電壓給定值與反饋值進行比較計算，將偏差作為PI 調節器的輸入，將所得運算結果作為d軸電流分量的給定，根據解耦與經變換得出的dq軸電壓與電流分量以及參數ωL進行前饋解耦運算，得到調節后的ud；為保證三相逆變器具有良好的工作特性，實現功率因數為1 的運行效果，電流在q軸分量的給定值設置為零，同理可以得到調節后的uq值。將所得的dq軸電壓分量轉化到三相靜止坐標系中，經過SPWM 環節輸出6 脈沖的PWM波形，該控制信號通過控制6 個開關器件的通斷使得逆變器高效運行。該控制方法能夠實現變換器在功率因數為1 的狀況下運行，使得控制系統動態性能較好，具有良好的穩態效果。

三相逆變器作為連接智能電網和電動汽車的重要樞紐，要能從直流側向交流側饋送能量，且在逆變過程中盡可能減小對電網的諧波污染。在用電量較大的時間內，為保證智能電網的穩定狀態，需將電動汽車側的電能反饋到交流電網，通過增大直流側電壓值udc使其大于電壓外環給定值，即-udc＜0，該偏差值經過PI調節器輸出一個負的給定q軸電流分量，此時逆變器開始工作，向交流電網側釋放能量，且在變換過程中產生的諧波對電網的影響較小，具有良好的應用前景。

3 仿真結果分析

為驗證本文所提控制策略的有效性，達到電動汽車對智能電網削峰填谷的調節目的，完成能量從電動汽車向電網的饋送。通過建立三相逆變器，在Simulink中進行了仿真，表1 給出了仿真系統的主要參數。

表1 系統仿真參數

由圖1 雙向變換器電路結構可知，該系統共有3個橋臂，分別對應開關管VT1和VT4、VT3和VT6、VT5和VT2。開關管在接收到控制信號時并不能立即達到控制效果，同一橋臂上的兩個開關管可能會同時導通致使危險現象的發生。為避免這一情況，在PWM 信號生成之后加入了一個開通延遲環節，當給定開通信號時，開關管會延遲一段時間導通，這就保證了開關管能夠安全導通，消除了安全隱患。延遲后的PWM 脈沖信號波形如圖6 所示。

圖6 PWM脈沖信號波形圖

當電網處于高負荷狀態下，電動汽車經逆變器向智能電網提供能量，將電動汽車一側的直流電轉化為交流電進行并網。圖7 給出了逆變過程中直流側電壓的仿真波形，其中藍色表示為傳統雙閉環控制策略，紅色為本文所提控制策略。可見，直流側電壓經過調節均可以達到穩定狀態，兩者均在0.1 s左右穩定在600 V，具有良好的動、靜態效果。在傳統控制方法中，直流電壓降落達到545 V，本文所提控制策略電壓降落約到555 V，其電壓降落更小。從穩定狀態的局部放大圖可以看出，在傳統控制下，直流側電壓在599.95 V上下波動，波動范圍為0.2 V，而在本文所提控制策略下，直流側電壓穩定在600 V，其波動范圍為0.2 V，具有更優良的控制精度。

圖7 直流側電壓波形

圖8 給出了逆變過程中三相交流側電壓及電流波形。當三相逆變器處于穩定狀態時，并網電壓與電流均保持為穩定的正弦波，其中電壓的幅值約為310 V，電流幅值約為17 A。圖9 給出了A 相電壓與電流的波動情況。可以明顯看出，電壓與電流始終保持著相反的相位關系，這也表明了此時電動汽車處于向電網放電的狀態。

圖8 三相并網電壓、電流波形

圖9 a相并網電壓、電流波形

圖10 給出了逆變過程中不同控制策略下交流側并網電流的波形。兩種控制方法在經過0.08 s 的調整之后，均達到穩定的正弦波形。但調節過程中，本文提出的控制策略具有更小的電流沖擊，約在-95 A到110 A范圍內調節，而傳統的控制策略在-110 A 到110 A內調節。在逆變過程中，改進的控制策略并網電流沖擊更小，對電網有著更小的影響。

圖10 交流側電流波形

圖11、12 分別給出了傳統控制策略和改進的控制策略下a相電流的頻譜，其總諧波失真分別為3.56%和2.74%，均小于5%。所提控制策略的諧波含量較傳統的控制策略減少0.82%，并網電流的質量更高，使得整個逆變系統更加穩定，逆變過程對電網的影響更小。

圖11 傳統控制策略下并網電流諧波分析

圖12 改進控制策略下并網電流諧波分析

4 結語

三相逆變器是聯系智能電網與電動車的重要環節，其逆變過程的控制效果直接決定著電動汽車蓄電池向智能電網饋送能量的效率，實現對電網的填谷作用，在減小電網波動等方面具有重要意義。本文對三相逆變器的數學模型進行了介紹，基于對dq軸坐標系下前饋解耦控制方法的研究，提出一種改進的電壓、電流雙閉環控制策略，使系統在功率因數為1 的狀況下運行，提高系統的控制精度和穩定性，降低并網電流的畸變。通過對系統的仿真分析，表明了該控制策略的可行性，在逆變過程中減小了直流側電壓的波動，并網電流沖擊更小，諧波含量也有明顯減少，取得了良好的控制效果。