零電壓開關(guān)PFC 電路的理論設(shè)計與分析

郝小聿，安永泉

（中北大學(xué)山西省光電信息與儀器技術(shù)工程技術(shù)研究中心，山西太原 030051）

結(jié)構(gòu)簡單、輸入電流連續(xù)、功率因素穩(wěn)定等優(yōu)質(zhì)特性的Boost PFC 變換器得到了學(xué)者的廣泛重視，電路本身各項(xiàng)性能指標(biāo)的優(yōu)化研究也日益得到關(guān)注[1-3]。傳統(tǒng)Boost PFC 變換器的硬開關(guān)操作限制了整體運(yùn)行效率的提高，因此需要增加額外的輔助回路來降低開關(guān)損耗，提高電路工作效率。在高功率應(yīng)用場合當(dāng)中，Boost PFC 變換器通常在電流連續(xù)模式下控制，因?yàn)樵撟儞Q器具有導(dǎo)通損耗低、受紋波電流干擾小等優(yōu)點(diǎn)[4-5]。

文中基于UC3854 模擬控制芯片設(shè)計了一種零電壓功率因數(shù)校正電路，在電流連續(xù)模式（CCM）下，輸入電壓為交流80～265 V，輸出電壓在400 V 左右，功率因數(shù)高達(dá)0.99。

1 電路結(jié)構(gòu)拓?fù)浜凸ぷ髟?/h2>

1.1 電路拓?fù)浼疤卣?/h3>

文中提出的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，輸入的交流電壓流經(jīng)過整流橋后輸入濾波電容Cin兩端的電壓為實(shí)際輸入。為了實(shí)現(xiàn)主回路開關(guān)管的ZVS操作，所額外增加的輔助回路[6]需要通過第一輔助整流二極管（Da1）和第二輔助整流二極管（Da2）以及主回路開關(guān)管Q1的寄生二極管導(dǎo)流，因此輔助電感連接在主開關(guān)管Q1的漏級和源級。傳統(tǒng)無橋雙升壓拓?fù)浯嬖趯χ鏖_關(guān)管利用不夠充分的問題[7-8]，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由于整流橋和輸入濾波電容的存在，電壓源在一個周期之內(nèi)的實(shí)際輸入相當(dāng)于兩個正半周期。主開關(guān)管與輔助開關(guān)管交替工作，當(dāng)主開關(guān)管Q1關(guān)斷后，輔助開關(guān)Qa1配合主開關(guān)管Q1的寄生電容諧振使其兩端能量釋放到輔助回路當(dāng)中，以實(shí)現(xiàn)主開關(guān)Q1的ZVS 操作[9-15]。此外，輔助回路中所增加的吸收輔助電容也可轉(zhuǎn)移輔助開關(guān)管關(guān)斷后兩端寄生電容中的能量，使其也實(shí)現(xiàn)ZVS 操作。如圖1 所示，吸收輔助電容CAUX連接在第一輔助二極管Da1和輔助電感LAUX之間。

圖1 零電壓開關(guān)Boost橋式整流功率因數(shù)校正電路拓?fù)?/p>

1.2 基本工作原理及各模式分析

由于拓?fù)渲姓鳂虻拇嬖冢斎霝V波電容Cin兩端的電壓為實(shí)際輸入，電壓源在一個周期之內(nèi)的實(shí)際輸入相當(dāng)于兩個正半周期，所作分析是在輸入交流電壓1/2 個周期下進(jìn)行的。

此外，為了便于理論分析，作了如下假設(shè)：

1）輸出電容Co足夠大，在分析過程當(dāng)中認(rèn)定輸出端電壓穩(wěn)定在Vo；

2）所有開關(guān)器件是擁有體寄生二極管和體寄生電容的理想型器件；

3）除文中所作理論分析所用到的器件外其他器件均忽略。

模式1（t＜t0）：此時的電路處于穩(wěn)定狀態(tài)，主開關(guān)管Q1導(dǎo)通；交流電源電流IAC通過主開關(guān)管Q1，輔助開關(guān)管Qa1處于關(guān)斷狀態(tài)；

模式2（t0-t1）：t0時刻，關(guān)閉主開關(guān)管Q1，電流IAC流經(jīng)結(jié)點(diǎn)P 流入等效電容Cequ1中給其充電。電容關(guān)閉的過程中其兩端電壓不能突變，開關(guān)管Q1實(shí)現(xiàn)ZVS 關(guān)斷。等效電容Cequ1是3 個電容CQ1、CD1和CAUX的并聯(lián)組合，即Cequ1=CQ1m-OSS+CD1+CAUX。由模式1 可知，開關(guān)管Q1兩端的電壓線性增加。t1時刻，輸出濾波電容CO兩端電壓被充電至VDC，所以此模式所需時間為：

模式3（t1-t2）：t1時刻，二極管D1兩端的電壓大于其自身導(dǎo)通電壓，二極管D1導(dǎo)通。同時，在t1時刻，開通輔助開關(guān)管Qa2，由于流過輔助諧振電感LAUX的電流無法突變，所以Qa2實(shí)現(xiàn)了ZCS 導(dǎo)通。此時施加在LAUX兩端的電壓為VDC，流過輔助諧振電感的電流iLAUX線性增加。此模式所需時間為：

模式4（t2-t3）：t2時刻，輔助電感LAUX中電流達(dá)到IAC，二極管D1中無電流，自然關(guān)斷。二極管電容CD1與開關(guān)管Q1的寄生電容CQ1m-OSS兩端的電壓不能突變，被鉗位在VDC。二者等效電容Cequ2=CQ1m-OSS+CD1，存儲于其中的能量會與輔助諧振電感LAUX發(fā)生諧振。此模式所需要的時間表達(dá)式為：

模式5（t3-t4）：t3時刻，P 點(diǎn)電壓降為零。主開關(guān)Q1達(dá)到ZVS 開通條件；

模式6（t4-t5）：t4時刻由PWM 控制而定，開通Q1，關(guān)斷輔助開關(guān)管Qa2。輔助開關(guān)管Qa2兩端寄生電容CQa2m-OSS兩端的電壓不能突變，輔助諧振電感LAUX會與寄生輔助電容CAUX和輔助開關(guān)管Qa2寄生電容CQa2m-OSS發(fā)生諧振，其等效電容值為Cequ3=CQa2m-OSS+CAUX，電容兩端電壓達(dá)到VDC后諧振結(jié)束；

其中：

模式7（t5-t6）：t5時刻，諧振結(jié)束。輔助電感LAUX中剩余的能量通過第一輔助二極管Da1和第二輔助二極管Da2回饋到輸出端。t6時刻，能量回饋完畢。電路將回到模式1 的狀態(tài)。

1.3 開關(guān)管工作以及延遲方式

1.3.1 輔助開關(guān)管的導(dǎo)通時間

文中所提電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在工作時輔助開關(guān)管的導(dǎo)通時間理應(yīng)被精心設(shè)計，如果在輔助開關(guān)管導(dǎo)通期間輔助電感LAUX無法釋放掉主開關(guān)管Q1兩端寄生電容中儲存的能量，則主開關(guān)管的ZVS 操作無法實(shí)現(xiàn)。然而，若此導(dǎo)通時間過長會導(dǎo)致輔助回路中電流增加，這是由于額外的導(dǎo)通損耗會使電路工作過程中整體效率下降。因此，該導(dǎo)通時間的設(shè)計原則應(yīng)當(dāng)是實(shí)現(xiàn)電路整體工作狀態(tài)的高效率運(yùn)行。

輔助開關(guān)管Qa1的導(dǎo)通時間DA2由tA1、tA2和tA3三部分組成。為了保證主開關(guān)管的ZVS 操作，iD1應(yīng)該先減小到零，此過程視作tA1，用如下公式表示：

其中，PO、η和ΔiL1分別是電路的輸出功率、所期望的工作效率和電感L1的紋波電流。

在iD1減小為零之后，主開關(guān)管Q1寄生電容兩端的電壓將從VO降為零。此放電時間tA2應(yīng)該大于四分之一的輔助電感LAUX和Q1的寄生電容的諧振周期，這樣才可滿足主開關(guān)管ZVS 的條件，其表達(dá)式如下：

完成vQ1和vD1的能量交換直至導(dǎo)通主開關(guān)Q1的這段持續(xù)時間定義為tA3，在實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，tA1取決于電感電流，tA2是一修訂值而無關(guān)負(fù)載和輸入的變化。然而，如果DA2持續(xù)時間過長，輔助回路中的電流會增加。因此，基于感生電流當(dāng)中的值，tA3最合適的值應(yīng)當(dāng)為零。

1.3.2 主開關(guān)管的占空比

額外增加的輔助回路會影響到Boost PFC 變換器開關(guān)的占空比。在完成對主開關(guān)Q1寄生電容COSS，Q1兩端能量的釋放后，升壓電感L1兩端的電壓從VS-VO變?yōu)榱薞S，也即意味著iL1比傳統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作狀態(tài)中減小的時刻要超前。因而對比傳統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)工作的占空比DCONV來說，改進(jìn)后的拓?fù)涔ぷ鲿r的占空比DPROP可用如下表達(dá)式表示：

通常情況下，由于tA3的值越小越合適，傳統(tǒng)Boost PFC 變換器電路的控制方式同樣適用該電路[16-17]，無需過多考慮電壓增益的變化。然而在電路工作過程開關(guān)管的高頻率操作中，由于tA3能占有到TSW很大的比例，所以改進(jìn)電路的占空比DPROP在輸出電壓的調(diào)制中應(yīng)當(dāng)納入考慮。

2 關(guān)鍵功率器件的選取

2.1 輔助電感LAUX的設(shè)計準(zhǔn)則

在輔助回路當(dāng)中，輔助電感LAUX被用來實(shí)現(xiàn)主開管的ZVS 操作。為了設(shè)計LAUX，輔助回路當(dāng)中的傳導(dǎo)損耗和LAUX自身的磁芯損耗應(yīng)該被考慮在內(nèi)。根據(jù)文獻(xiàn)[9]當(dāng)中提出的數(shù)值計算方法，輔助開關(guān)管、二極管的傳導(dǎo)損耗功率PLOSS-COND、輔助開關(guān)管的損耗功率PLOSS-SW和輔助電感LAUX的磁芯損耗功率PLOSS-CORE此三項(xiàng)應(yīng)該計算并應(yīng)用于輔助電感LAUX的選擇當(dāng)中。輔助回路當(dāng)中的損耗可用如下表達(dá)式來進(jìn)行計算：

其中，RDS(ON)-TOTAL、VF-TOTAL和nmax分別為開關(guān)管總導(dǎo)通阻抗、功率二極管正向?qū)妷汉驮诮涣麟娫凑胫芷谥虚_關(guān)管的操作次數(shù)。基于Steinmetz 方程可知，LAUX的峰值磁通密度隨著LAUX的變化而成比例增加。公式（13）說明，由于輔助開關(guān)管的導(dǎo)通損耗與LAUX電感值的大小成反比例關(guān)系，因此擁有較大電感值的LAUX可以降低輔助開關(guān)管的交叉導(dǎo)通損耗。綜合考量輔助回路中額外增加的損耗功率PLOSS-TOTAL之后，LAUX的電感值設(shè)計為10 μH 時對于電路整體的效率有益。

2.2 輔助開關(guān)管Qa1的選擇

文中改進(jìn)后的電路結(jié)構(gòu)增加了輔助回路中的開關(guān)管，保證了輔助電感LAUX的伏秒平衡，同時由于Da1和Da2兩個輔助二極管的存在，輔助開關(guān)管Qa1兩端的電壓應(yīng)力最大應(yīng)被鉗位在400 V，且工作狀態(tài)下流過輔助開關(guān)管的電流數(shù)值較小，所以選取小型號的開關(guān)管即可。

2.3 輔助二極管Da1和Da2的選擇

由于在輔助二極管導(dǎo)通期間其電位鉗位在輸出端的400 V，所以其兩端的電壓應(yīng)力最大為400 V。在前面電路工作的模式分析中，流經(jīng)輔助二極管Da1和Da2的電流出現(xiàn)在輔助開關(guān)管Qa1關(guān)斷并完成了其寄生電容所存儲能量與輔助電感LAUX諧振實(shí)現(xiàn)了能量搬移之后，因而其數(shù)值較小，但其所承受的反向電壓較大。為設(shè)計以及實(shí)際應(yīng)用安全盈余考慮，應(yīng)選擇承受反向電壓較大反向恢復(fù)時間較短的肖特基二極管用于文中設(shè)計。

3 電路仿真結(jié)果

在仿真軟件SIMEtrix 中搭建了改進(jìn)后的電路拓?fù)洳⑦M(jìn)行了仿真，基于芯片UC3854 來設(shè)計驅(qū)動模塊時，設(shè)計和選取元件的相關(guān)方式在其使用手冊中提及，不再贅述。仿真過程的相關(guān)參數(shù)為：仿真電路工作狀態(tài)運(yùn)行時間100 ms；輸入220 V 50 Hz 交流電，輸出400 VDC；開關(guān)頻率100 kHz。

電路仿真運(yùn)行過程中主要功率器件的波形圖如圖2 所示，由圖2（a）中仿真結(jié)果可知，輸入電流實(shí)現(xiàn)了追隨輸入電壓變化的“正弦化”；圖2（b）的仿真結(jié)果表明，此電路在工作過程中實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)管以及輔助開關(guān)管的零電壓軟開關(guān)操作。

圖2 電路工作過程當(dāng)中主要器件的波形圖

4 結(jié)論

利用芯片UC3854 設(shè)計了全橋整流功率因數(shù)校正電路并對此電路工作的整個過程進(jìn)行了詳細(xì)闡述，仿真結(jié)果表明，所增加結(jié)構(gòu)優(yōu)化的輔助回路幫助主開關(guān)管以及輔助開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了零電壓軟開關(guān)操作，達(dá)到了預(yù)期功能指標(biāo)。