基于寬禁帶元件的電池儲能用雙向直流變換器

何國鋒，李小敏，董燕飛，司文杰

（河南城建學院電氣與控制工程學院，河南 平頂山 467036）

0 引言

為實現“碳達峰，碳中和”目標，我國的能源結構正向綠色低碳方向發展[1]。光伏、風電等可再生能源作為重要的綠色低碳能源，在我國的一次能源占比中正在逐年增高，可再生能源滲透率的大幅提升對電網穩定和電能質量造成的影響愈加明顯。因此，為了保證微電網電能質量，可再生能源系統必須配備儲能裝置，電池儲能系統成為可再生能源質量和效率提升的關鍵保證[2]～[11]。

低壓模塊分散接入式儲能系統可避免電池模塊短板效應，具有冗余性好、電池損耗少、安全性高等優勢，其結構如圖1所示。

圖1 光伏系統電池模塊分散接入式儲能系統結構Fig.1 Energy storage system constructed by decentralized battery modules in PV system

圖中，雙向直流變換器控制功率的雙向流動，實現電壓寬范圍的調節，確保電池組在系統中正常執行儲能功能。對其拓撲結構、功率密度、功率轉換效率以及調制策略進行改進成為研究熱點。

隨著寬禁帶半導體材料的應用與發展，以GaN作為材料的開關管具有更低的驅動損耗、更快的開關速度與零反向恢復特性[12]，將其應用于高頻變換器的設計可以改善變換器的效率與功率密度。本文在基本的雙有源橋型直流變換器（Dual Active Bridge，DAB）拓撲基礎上，結合GaN器件，設計應用于低壓儲能系統的500 kHz高頻變換器。對變換器的參數、GaN驅動電路以及高頻PCB線路布局進行設計，并對樣機進行實驗測試。

1 雙有源橋型直流變換器

雙有源橋型直流變換器是隔離型雙向直流變換器的一種基礎而重要的拓撲，其拓撲結構如圖2所示。

圖2 雙有源橋直流變換器拓撲圖Fig.2 Topology diagram of dual active bridge DC converter

圖中：Vp為原邊全橋兩個橋臂重點之間電壓；Vs為副邊全橋兩個橋臂之間中點電壓。

由圖2可知，雙向有源橋（DAB）主要由兩組全橋電路、電感與高頻變壓器組成，拓撲結構具有對稱性。通過控制全橋開關管，在電感兩側形成有移相角的方波電壓，經過一個開關周期的充電與放電過程，實現能量的雙向傳遞。該拓撲控制具有方法簡單、易實現軟開關等優勢。

2 高頻DAB變換器設計

針對一個低壓儲能系統的應用場合，儲能系統的輸入電壓為400 V，輸出電壓為48 V，額定傳輸功率為2 kW，設計實現500 kHz高頻DAB變換器。

2.1 拓撲設計與氮化鎵開關管選擇

本文系統參數設計拓撲如圖3所示。

圖3 DAB變換器設計拓撲圖Fig.3 Designing topology diagram of DAB converter

磁網絡采用兩個變壓器原邊串聯、副邊并聯的方式，稱為矩陣變壓器。矩陣變壓器可以進一步減小副邊開關管的電流應力，減小每個開關管導通電流以減小導通損耗，此外矩陣變壓器具有變壓器高壓側自動均壓、低壓側自動均流的優良特性，非常適合高電壓變比和低壓大電流的應用場合。將單一變壓器更改為矩陣變壓器也可以減小變壓器鐵芯的規模和損耗。

在開關管的選擇上，由于開關頻率需要達到500 kHz，而寬禁帶器件具有更低的驅動損耗、更快的開關速度與零反向恢復特性，適合用于高頻開關條件。依據兩側的電壓和電流應力的要求，高壓側選擇GaN System公司的GS66516B型號GaN HEMT，額定電壓為650 V，漏源電流為60 A。低壓側選擇EPC公司的EPC2022型號GaN HEMT，額定電壓為100 V，漏源電流為90 A，由于低壓側的電流較大，為減小導通損耗與電流應力，低壓側開關管選擇兩個并聯使用。

2.2 高頻變壓器設計

依據損耗最小和效率最優的原則，對變壓器匝比進行設計[13]，設變壓器的匝比為n，則可得到變換器的電壓傳輸比K。

當變換器的電壓傳輸比K不等于1時，軟開關范圍將減小且電流應力會增大，此時變換器的損耗增大，效率降低。故變壓器匝比的選擇應盡可能使電壓傳輸比接近1，取變壓器匝比n為4。

在本文設計中，變壓器將用于500 kHz開關頻率的變換器，因此應考慮高頻交流電流在繞組導體形成的趨膚效應[14]。趨膚深度表達式為

式中：δ為趨膚深度，mm；fs為開關頻率，Hz；T為導體溫度，℃。

利用趨膚深度確定變壓器繞組導線或銅箔的直徑或厚度，取值盡量小于趨膚深度，以減小變壓器的銅損耗。目前適用于500 kHz以上頻率的錳鋅功率鐵氧體型號為DMR50，再依據原邊電動勢估算有效截面積，從而選取變壓器規格為PQ26/25。為盡可能利用上磁芯的窗口面積，將磁芯的窗口利用率控制在0.2，調整繞組匝數或銅箔寬度，并在滿足匝比的情況下盡可能增大變壓器的載流能力與勵磁電感值。最終實現將最大工作磁密控制在磁芯的線性區內。

2.3 電感設計

電感作為DAB變換器最重要的一個磁元件，其大小決定著變換器的電流工況、變換器在不同負載下的移相比選擇以及整體效率上限。在此，主要依據損耗最小和效率最優的原則對DAB變換器電感參數進行設計。

電感的設計須要考慮變換器的損耗。變換器損耗的大部分為電阻性損耗，電阻性損耗主要包括開關管的導通損耗、變壓器與電感的銅損，其中以開關管的導通損耗為主損耗，導通損耗大小受到電感電流有效值和開關管的導通電阻影響。因此本文采用電感電流有效值作為指標，求取額定傳輸功率下，不同電感感值對應的電感電流有效值。選擇最小電感電流有效值對應的電感感值，即為變換器的最佳電感感值。

計算得到變換器電感電流有效值與電感的感值之間的關系曲線，如圖4所示。

圖4 電感電流有效值與電感感值關系曲線Fig.4 Relationship curve between inductor current RMS and inductance value

由圖4可知，隨著傳輸電感的感值增大，變換器的電感電流有效值先減小后增大，在感值為4 μH時，存在一個最小值。

在DAB變換器磁網絡中，電感主要由附加電感與變壓器的漏電感串聯組成，需要通過測定實際變壓器的漏感值再相應補充附加電感，用于高頻變換器的電感設計，原理同變壓器設計相同。

2.4 濾波電容設計

高、低壓側濾波電容考慮1%的紋波，其表達式為

式中：icap（t）為電容電流瞬時值。

對于電容的選擇，除了考慮電容值的選取，也需要考慮電容的額定紋波電流，紋波電流通過副邊電流瞬時值與輸出電流的差獲得，表達式為

選取相應數量與規格的電容以滿足上述要求，此外考慮動態過程，需要適當增大容值以滿足母線電壓瞬變要求。

2.5 變換器理論損耗分布計算

DAB變換器的損耗主要包括開關管損耗、變壓器與電感的損耗以及其他損耗。其中：開關管損耗包括驅動損耗、開通關斷損耗與導通損耗；變壓器與電感的損耗包括鐵芯的鐵損與繞組的銅損；其他損耗主要是輔助電源、線路電阻、母線電容引起的，需要通過實驗測定且基本為定值，具體的損耗分類如圖5所示。

圖5 DAB變換器損耗分類Fig.5 Loss classification diagram of DAB converter

在各種損耗分析中，開通損耗須要考慮是否實現軟開關，對于氮化鎵開關管，關斷損耗需要考慮關斷的驅動電壓與瞬時電流。變壓器的鐵損耗依據磁芯數據相應頻率下的磁密條件獲取單位鐵損。在理想滿載狀態下，樣機實現軟開關且快速關斷，通過計算，可得到在圖3拓撲下的損耗分布，如圖6所示。

圖6 DAB變換器樣機損耗分布Fig.6 Loss distributed diagram of DAB converter prototype

由圖6可知，開關管的損耗是DAB變換器樣機的主要損耗，在總體損耗中占比73%。損耗總體主要分布在開關管與變壓器上，以電阻性損耗為主。

3 高頻變換器硬件設計

3.1 驅動電路設計

在GaN器件的應用中，驅動電路的設計尤為關鍵，開通、關斷電壓，電阻的選擇將直接影響開關管的工作狀態與性能，對高壓側GS66516B氮化鎵開關管進行驅動電路設計，電路如圖7所示。

圖7 GS66516B驅動電路圖Fig.7 Driving circuit diagram of GS66516B

實現方案為隔離型驅動電路，主要分為兩個部分：①+6V/-3V的分壓電路。使用輔助電源形成9 V電壓，通過5.8 V穩壓管與1 kΩ電阻分壓形成+6 V與-3 V驅動電壓。采用負壓關斷的原因有：一是負壓可以提高信噪比增益；二是在大電流情況下可以降低關斷損耗；三是死區損耗隨關斷負壓的增大而增大；②SI8271驅動芯片主電路。接收分壓電路形成的電壓并通過DSP的驅動信號決定電壓輸出，對于驅動電阻的設計，采用開通關斷電阻獨立的方式，2Ω電阻保證關斷的快速性，但若開通電阻太小，開通太快會導致Miller效應的凸顯與柵極振蕩，而電阻太大會降低開通速度，故選用10Ω。

3.2 高頻電路布局設計

在高頻狀態下，須要注意線路的寄生參數對性能的影響。在驅動回路設計上，盡量減小開通與關斷驅動電流回路面積，驅動的數字功率兩部分通過驅動芯片的寬進行隔離。半橋的布局采用PCB上下層高頻電流反向流動的方式使磁通量相互抵消，如圖8所示，Q1，Q2為半橋兩個開關管。設計目的是為減小寄生電感以及EMI效應。

圖8 GS66516B半橋布局電流走勢Fig.8 Current trend diagram of GS66516B half bridge layout

4 DAB樣機實驗

根據上文的設計原則與方法，設計實現全氮化鎵高頻DAB變換器，樣機如圖9所示。樣機參數見表1。

圖9 氮化鎵DAB變換器樣機Fig.9 Prototype of GaN-based DAB converter

表1 高頻DAB變換器樣機參數Table 1 Prototype parameters of high frequency DAB converter

4.1 原邊半橋的雙脈沖測試

為測試驅動電路以及氮化鎵開關管的性能，根據雙脈沖測試要求，本文選取雙脈沖的測試周期為16μs，主要對半橋下管的硬開通與半橋上管的反向導通進行測試，波形如圖10所示。由圖10可知，驅動信號快速穩定地驅動開關管的開通與關斷，實現了開關管的快速開通、關斷，也驗證了氮化鎵反向導通時較為明顯的升壓現象，實驗驗證了設計的驅動電路可靠性。

圖10 雙脈沖測試波形Fig.10 Double pulse test waveform

4.2 三重移相調制策略驗證實驗

驗證DAB變換器樣機實現三重移相調制策略，且在電壓傳輸比較大的情況下驗證三重移相調制策略在電流應力、軟開關實現以及循環功率方面優于單移相調制策略，三重移相調制波形如圖11所示。單移相調制對比波形如圖12所示。

圖12 D=0.15 SPS調制半載波形Fig.12 D=0.15 half load waveform by SPS modulation

由圖11，12可知，在原副邊電壓等級、功率負載條件均一致條件下，相比SPS調制，TPS調制在單個開關周期內的循環功率有了明顯減小，進而電感電流瞬時峰值降低。此外，TPS調制易于實現實現副邊軟開關，而SPS調制在半載功率等級下已經無法實現軟開關的優化。

5 結論

本文針對低壓電池儲能系統，對全氮化鎵開關管高頻DAB變換器進行系統的設計與分析。結論如下：①針對500 kHz開關頻率條件，以最優化效率為目標，設計了電感與變壓器的參數；②對樣機損耗分布進行分析，與實驗結果相符；③針對氮化鎵器件進行驅動電路設計與高頻電流線路布局設計，實驗驗證了設計的合理性；④對比驗證了三重移相調制策略在電流應力、軟開關實現以及循環功率上的優化。三重移相調制策略運用于全氮化鎵開關管高頻DAB變換器，可以有效提升可再生能源發電系統低壓電池儲能系統的變換效率。