脈動輸出型大功率級聯儲能變流器的新型拓撲研究

張新剛，王 瀟，安 昱，張 揚，范瑞祥

（1.特變電工股份有限公司，新疆 昌吉 831100；2.南昌工程學院電氣工程學院，江西 南昌 330099；3.國網江西省電力有限公司電力科學研究院，江西 南昌 330096）

0 引言

高壓大功率脈沖動力變換器是一種特殊的儲能變流器，一般應用于磁懸浮裝置、電磁彈射器和電磁軌道炮等需要瞬間加速的工業場合。這類場合的電機一般為永磁同步直線電機，功率可達到100 MVA以上；功率因數較低，無功功率遠遠大于有功功率；加速過程應當保持恒轉矩，以達到更平穩的瞬態特性。以上特點決定了高壓大功率脈沖動力變換器的技術與常規采用超級電容的儲能變流器[1-2]在拓撲結構和控制上存在較大區別。

現有的儲能變流器有多種拓撲結構。近年來，基于多電平技術高壓大容量的變流器在我國工業市場中應用越來越廣泛，顯著提高了工業生產的效率[3]。傳統三電平背靠背變流器的控制系統需要分為兩部分，即三電平的整流器控制和逆變器控制，這使控制方式變得復雜[4]。文獻[5]提到的基于二極管箝位型三電平變換器因其控制效果較好、控制方法較為成熟、實現簡單等優點而被廣泛應用于軋鋼、鐵路、礦井等中壓大功率場合。但是由于二極管特性參數不一致會導致所串聯的二級管電壓存在偏差，而偏差太大會造成二極管器件損壞[6-7]，因而需要均壓措施和RC吸收電路，但這又導致系統體積龐大，成本增加。

這些拓撲結構從原理上也可以應用于高壓大功率儲能變流器，但是由于功率過大，傳統拓撲不區分有功功率和無功功率，電池容量極大、數量極多，造成經濟性和可靠性都很低，因此需要一種新的拓撲來降低成本，優化儲能配置。文中在級聯H橋拓撲、增加超級電容和限流電感的基礎上對功率模塊進行了進一步的優化設計。

傳統儲能變流器充電階段采用不控整流的方式[8-9]，輸出功率不可主動控制，文中所提變換器在采用不控整流與排序均壓相結合的方式，可極大改善輸出波形，且輸出功率可控，并將有功功率與無功功率區分開來。傳統儲能變流器通過以下控制策略驅動電機：恒壓頻比控制（V/F）、矢量控制以及直接轉矩控制。恒壓頻比控制方式是在控制過程中保持電壓與頻率比率近似不變[10-11]；矢量控制比其他兩種控制完善得多，調速范圍寬，起動力矩高，精度高，響應快；高精度調速都采用矢量控制變流器（SVPWM）[12-13]；文獻[14-15]所述直接轉矩控制（DTC）與矢量控制相比，被控量為轉矩，但直接轉矩控制在高頻運行和低頻運行時的實際性能都不如矢量控制。為了實現充電放電過程中的穩定，在新的拓撲下，傳統儲能變流器的啟動電路、主電路和控制策略都要發生相應改變。

基于此，文中研究了新型高壓大功率脈沖動力變換器的拓撲結構，并給出關鍵器件的設計依據。通過理論計算和仿真，驗證了啟動、充電和電機控制過程的暫態特性。

1 脈沖動力變換器的拓撲結構及原理

1.1 變流器系統結構

傳統的T 型三電平大功率儲能變流器功率單元拓撲，如圖1所示。

圖1 傳統的三電平變流器拓撲

針對上述存在的問題，對傳統的拓撲進行改良，采用級聯多電平結構的儲能變流器，系統結構如圖2所示。將運行過程分為充電和放電，充電時將電能經H橋整流并儲存至超級電容，放電時，儲能變流器經H橋逆變輸出為六相永磁同步直線電機供電，電機連接固定機械負載，可以恒轉矩也可以恒功率啟動并運行。每相包括移相隔離變壓器，進線端為三相交流電。

圖2 六相儲能變流器系統結構圖

換流鏈結構如圖2（a）所示，其中每個功率單元由超級電容、限流電感、薄膜電容和H橋八部分組成。模塊通過超級電容儲能，超級電容選用標準模塊電容以降低成本。為了限制超級電容的放電電流，在超級電容與H 橋薄膜電容間串聯了電感L 以限制超級電容放電電流[16]。薄膜電容從超級電容接收有功能量，與負載進行無功能量交換。

1.2 主電路參數設計方法

1.2.1 換流鏈模塊數計算

電機加速過程中，超級電容電壓一直下降，需要保證在電機加速到最高點時，超級電容仍然能夠向薄膜電容中注入足夠的能量，故超級電容組與薄膜電容間需要有足夠的電壓差[17]。

星形接線變流器調制比m為：

式中：n為模塊數；UφN為網側電壓；Vdc為換流鏈直流電壓；uaN為放電電壓；vdc為超級電容電壓；m為調制比。即：

考慮到死區、延時等的影響，空載調制比m最大值一般取0.85，因此可得：

1.2.2 超級電容容值計算

超級電容容值為C0，直線電機的容量為SN，功率因數為cosφ，則有功功率可以表示為P=SNcosφ。

因此，儲能能量Wall可以表示為：

因此每個功率單元模塊內超級電容組的儲能WC0為：

而儲能的基本公式為：

超級電容的電壓和電流滿足：

該設計超級電容組充滿后電壓為vc0_max，最低放電電壓為vc0_min，考慮到電容會存在容值下降，假設下降系數為β，綜合式（5）和式（6），可得修正后的電容公式為：

1.2.3 限流電抗器與薄膜電容的計算

超級電容放電需串聯限流電抗器限流，為防止電抗器飽和，采用干式空芯電抗器，電抗器數值可根據式（6）和式（7）得出，則有：式中：α表示電抗率；Svn表示超級電容額定容量；f為頻率；URMS為每個相單元相電壓有效值，考慮了1.3倍的過流。

從超級電容輸送到薄膜電容的均為有功功率（損耗忽略），IRMS為相電流有效值，cosφ為功率因數，故每個相單元有功功率為：

開關頻率為fSF，則平均每個脈沖能量為：

薄膜電容最大放電電壓為vc1_max，最低放電電壓為vc1_min，可得C1

從無功功率Q方面考慮，電容與電機線圈電感之間需要進行能量交換。薄膜電壓為uc1_dc，其電壓波動為Δuc1_dc，則

根據式（12）和式（14）可得出所需薄膜電容范圍取值。

2 脈沖動力變換器的充電放電控制策略

所提變換器采用排序均壓的方式進行充電，在前200 s內保持不控充電，之后切換成排序均壓充電。功率模塊的排序均壓原理是：首先檢測橋臂中所有SM 的電容電壓并對其進行排序，設uci按增序排列；根據iarm方向，選擇電容電壓最低/最高的Non個功率模塊投入，其余模塊切出，以維持橋臂電壓均衡[18]。功率模塊排序均壓原理如圖3所示。

圖3 功率模塊排序均壓原理

由橋臂參考電壓變換引起的子模塊投切（開關頻率下限值）以及電容電壓均衡所需的功率模塊投切共同組成了功率模塊前后兩個控制周期Tk和Tk+1的投切。令橋臂電流iarm方向為正，功率模塊的投入/切出狀態如圖4所示。

圖4 控制周期Tk和Tk+1的功率模塊投切

圖4中控制周期Tk+1存在兩種情形，當Tk和Tk+1兩個控制周期導通的模塊數和nref（Tk）+nrefTk+1＞N時，功率模塊的投切如圖4（a）所示，當nref（Tk）+nrefTk+1＜N時，功率模塊的投切如圖4（b）所示。排序均壓算法通過上述的方式，實現了對功率模塊的充放電控制，最終所有子模塊電壓趨于一致[19]。

3 仿真驗證

3.1 啟動充電仿真

主回路參數如表1所示，全橋型模塊運行于交流側充電模式時，交流啟動100 Ω 電阻和15 mH 電抗器串聯的充電回路；不控充電階段一直帶啟動電阻；不控充電階段穩定后切除啟動電阻；此后帶著電抗器進行排序均壓充電。

表1 主回路參數

充電時各模塊電壓和電流變化如圖5所示。

圖5 充電時各模塊電壓與電流

如圖5（a）所示，整個充電過程分為四個階段：1）不控整流充電，全橋模塊充電，帶啟動電阻、電抗器。2）不控充電穩態，切除啟動電阻，保留電抗器。3）可控充電階段，根據電壓排序結果，對電壓較高序列的模塊進行處理。4）可控充電穩態，平均電壓大于1100 V 后，停止排序充電，并切除充電電抗器。圖5（b）中，薄膜電容上的最大電流約210 A 左右。圖5（c）中，220 s前不控充電，220 s后切除軟啟電阻，進行排序可控充電；220 s時，切除軟啟電阻，沖擊電流約100A；300 s開始切除電壓高的模塊，沖擊電流最大約200 A。每增加一次切除數，則出現一次電流沖擊峰值。圖5（d）中，超級電容電流最大約為120A。

3.2 電機運行仿真

交流充電完成后，切除充電電阻，并且轉入電機并網啟動過程。電機給定的轉速從0開始啟動，因此，采用轉矩指令加電流矢量的方案時，需要給轉矩一個斜坡指令，使得電流緩慢上升。運行時的電流和電壓波形如圖6所示。

圖6 運行時的電流和電壓波形

圖6（a）中，定子電流幅值保持在14140 A 左右，結合圖6（b），在0～3 s，加速時定子電流頻率提升到700 Hz，加速過程存在輕微電流幅值上升。圖6（c）中，3～6 s時，降速過程中定子電流頻率下降至50 Hz左右，此時可停機。

運行時薄膜電容與超級電容電流波形如圖7所示。

圖7 運行時薄膜電容與超級電容電流波形

圖7（a）中，流過薄膜電容C1的電流穩態幅值約為14000 A 左右。圖7（b）中流過超級電容C0的電流穩態幅值最大約為900 A 左右。0～3s轉速加速電流上升，3～6 s轉速下降，處于回饋狀態，電流出現正值800 A。

4 分析與討論

通過已有的拓撲對比傳統儲能變流器與所提脈沖動力變換器，得到如表2所示的結果。綜上所述，可知所提變換器不僅僅在器件數量及容量上節省了成本，還區分了有功和無功功率，能穩定儲存能量的同時，在運行電機階段也能提供穩定的電流。

表2 傳統儲能變流器與所提變換器的功率單元對比

5 結語

文中圍繞高壓大功率脈沖動力變換器系統的可靠運行，與傳統的背靠背變流器相比，所提出的基于級聯H 橋的脈沖動力變換器在功率單元上節省了開關器件的數量，降低了儲能電容的容值，大大節省了成本；并通過排序均壓算法，實現充放電過程中各個子模塊超級電容電壓穩定；最后通過仿真對所提方法進行了驗證。