小型化混合電磁交叉耦合帶通濾波器設(shè)計(jì)

舒一洋，唐得山，饒?jiān)撇_ 訊

(電子科技大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院 成都 611731)

近年來，隨著無線通信系統(tǒng)的迅速發(fā)展，使得有限的頻譜資源越發(fā)擁擠。為了滿足人們對無線通信日益增長的需求，各種無線通信系統(tǒng)相繼出現(xiàn)，因此各個(gè)通信頻道之間因復(fù)用帶來的信號干擾使高質(zhì)量的通信面臨巨大挑戰(zhàn)。為了避免頻道之間的相互干擾，保證通信質(zhì)量，就要求通信系統(tǒng)必須采用通帶選擇性好、帶內(nèi)損耗低的濾波器。為了提高濾波器選擇度，滿足更高效率的頻譜利用，高階數(shù)諧振器耦合形成的濾波器可以顯著提高通帶的選擇度[1-3]。但這種方法極大地增加了濾波器的尺寸和群延時(shí)。因此，設(shè)計(jì)者提出通過引入多耦合路徑或旁路諧振器在濾波器通帶外引入零點(diǎn)的方法來提高濾波器的通帶選擇性。其中交叉耦合是一種主要的方式[4-7]。然而傳統(tǒng)低階（如三階）濾波器通過交叉耦合通常只能產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)，無法同時(shí)保證通帶兩端較高的選擇度[8]。另一方面，隨著5G 移動(dòng)通信的發(fā)展，無線通信等新興便攜式應(yīng)用也對通信系統(tǒng)的高集成、小型化提出高要求，需要面積更加小，以及濾波性能更好的射頻/微波濾波器。隨著濾波器設(shè)計(jì)方法的不停革新，可設(shè)計(jì)的濾波器構(gòu)造越來越多樣化、小型化，更加容易集成[9-11]。

本文針對無線通信系統(tǒng)對濾波器小型化以及高選擇性的需求，提出了一種基于混合電磁交叉耦合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的濾波器。該種混合電磁交叉耦合拓?fù)淇梢栽趲V波器的通帶兩端均產(chǎn)生傳輸零點(diǎn)，從而使得該類濾波器在不增加階數(shù)的同時(shí)選擇度顯著提升。為了驗(yàn)證該種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實(shí)用性，本文設(shè)計(jì)了一種基于傳統(tǒng)微帶四分之一波長諧振器的三階濾波器。由于混合電磁交叉耦合的作用，該濾波器的上下邊帶都產(chǎn)生了傳輸零點(diǎn)，具有良好的選擇度。同時(shí)，所有的諧振器都采用折疊結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步縮小了濾波器的尺寸，實(shí)現(xiàn)了濾波器的小型化。在此，為了實(shí)現(xiàn)更寬的帶寬以及更小的尺寸，本文提出一種混合微帶/槽線諧振器的三階濾波器，這種方法利用上下耦合的方式可以顯著提高諧振器主耦合路徑的耦合系數(shù)，在保持原有濾波器零點(diǎn)的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了更寬的帶寬。

1 混合電磁交叉耦合的模型分析和實(shí)現(xiàn)方法

1.1 混合電磁交叉耦合的模型分析

通過多耦合路徑引入交叉耦合可以在帶外引入零點(diǎn)，從而提高濾波器帶外抑制以及選擇性。圖1a與1b 展示了兩種三階諧振器實(shí)現(xiàn)交叉耦合的方案，其中強(qiáng)耦合用實(shí)線表示，弱耦合用虛線表示。如圖1a 所示，諧振器R1與R2分別與R3之間存在電性耦合，當(dāng)在諧振器R1與R2之間引入電性弱耦合時(shí)，可在通帶左側(cè)引入一個(gè)傳輸零點(diǎn)，提升其對更高頻段信號的選擇特性[8]。如圖1b 所示，當(dāng)在諧振器R1與R2之間引入磁性弱耦合時(shí)，可在通帶右側(cè)引入一個(gè)傳輸零點(diǎn)，提升其對更高頻段信號的選擇特性[8]。但這兩種結(jié)構(gòu)都只能產(chǎn)生一個(gè)傳輸零點(diǎn)，無法保證濾波器在上下邊帶都具有高選擇性。圖1c 展示了一種結(jié)合兩類交叉耦合的五階諧振器方案，實(shí)現(xiàn)了通帶兩側(cè)的高選擇特性，然而該種方案提高了濾波器階數(shù)，極大地增加了濾波器尺寸面積。為了實(shí)現(xiàn)高選擇度和較小的尺寸，本文采用基于混合電磁交叉耦合的濾波器耦合拓?fù)洌鐖D1d所示，通過在諧振器R1與R2之間同時(shí)引入電性與磁性弱耦合，可在通帶兩側(cè)同時(shí)引入傳輸零點(diǎn)。這種耦合拓?fù)湓诓辉黾訛V波器階數(shù)的情況下實(shí)現(xiàn)了三階濾波器上下邊帶的零點(diǎn)產(chǎn)生，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了濾波器的小型化和高選擇度。

圖1 濾波器拓?fù)渑c響應(yīng)示意圖

1.2 混合交叉電磁耦合的實(shí)現(xiàn)

上述混合電磁交叉耦合對諧振器的設(shè)計(jì)具有較高的要求。使用一端開路一端接地的四分之一波長諧振器，四分之一波長諧振器在諧振時(shí)具有如下性質(zhì)：1)靠近接地端的部分具有很強(qiáng)的磁場分布和很弱的電場分布；2)靠近開路端的部分具有很強(qiáng)的電場分布和很弱的磁場分布[12]。基于這些性質(zhì)，一種可以實(shí)現(xiàn)混合耦合的折疊四分之一波長諧振器被提出，如圖2 所示。諧振器接地的過孔靠近可以產(chǎn)生磁場耦合，距離開路段較近的微帶線靠近可以產(chǎn)生電場耦合。該結(jié)構(gòu)的磁場耦合與電場耦合可以通過文獻(xiàn)[13]中的公式計(jì)算得到：

圖2 混合電磁耦合諧振器拓?fù)渑c實(shí)現(xiàn)方案

式中，ω0為諧振器的自諧振角頻率；ωev為諧振器耦合后電路的偶模諧振頻率；ωod為諧振器耦合后電路的奇模諧振頻率。

2 基于微帶結(jié)構(gòu)的混合電磁交叉耦合濾波器實(shí)現(xiàn)

2.1 濾波器方案

基于前文的濾波器拓?fù)浞治鲆约半姶呕旌像詈蠈?shí)現(xiàn)方案，本文提出一種基于微帶結(jié)構(gòu)的濾波器方案，如圖3 所示。該方案使用兩個(gè)折疊四分之一波長諧振器充當(dāng)圖1d 中的R1和R2，并且使用了一個(gè)枝節(jié)諧振器充當(dāng)圖1d 中的R3。這種枝節(jié)諧振器在保持與R1和R2具有相同的諧振頻率的同時(shí)擁有更寬的耦合面，可以同時(shí)與R1和R2產(chǎn)生耦合，提供強(qiáng)耦合的路徑。

圖3 使用微帶結(jié)構(gòu)的混合電磁交叉耦合濾波器

依據(jù)這種耦合方案，該結(jié)構(gòu)中存在的耦合可以概括為以下3 個(gè)部分：1) R1和R3的耦合系數(shù)k13；2) R2和R3的耦合系數(shù)k23；3）R1和R2的交叉耦合系數(shù)k12。通過文獻(xiàn)[14]的方法，諧振器的耦合系數(shù)和外部品質(zhì)因數(shù)可被提取出來。圖4 展示了該耦合方案中各種耦合系數(shù)和外部品質(zhì)因數(shù)隨尺寸的變化。k13隨尺寸s12的增大而減小，k23與k13的大小相同，R1的外部品質(zhì)因數(shù)Q隨尺寸d17的增大而減小。

圖4 耦合系數(shù)與品質(zhì)因數(shù)隨尺寸變化的仿真結(jié)果

2.2 濾波器實(shí)現(xiàn)與測試

基于2.1 節(jié)中的耦合方案，本文基于Rogers4003板材進(jìn)行了三階的帶通濾波器設(shè)計(jì)，介質(zhì)厚度為1.524 mm。帶通濾波器的實(shí)現(xiàn)規(guī)格為：中心頻率2.1 GHz，3-dB 分?jǐn)?shù)帶寬為14%，回波損耗為20 dB，通過交叉耦合在通帶附近的1.85 GHz 和2.4 GHz處引入兩個(gè)傳輸零點(diǎn)以增強(qiáng)通帶選擇性。優(yōu)化后的耦合矩陣為：諧振器的中心頻率由諧振器的物理尺寸決定。值得一提的是，耦合系數(shù)kij和外部品質(zhì)因數(shù)Q可以由耦合矩陣中的數(shù)值計(jì)算得到[15]。因此，可以從耦合矩陣中的數(shù)據(jù)與2.1 節(jié)中的耦合系數(shù)與尺寸對應(yīng)關(guān)系中獲得諧振器之間的間距尺寸和饋線位置。由于混合電磁交叉耦合產(chǎn)生兩個(gè)零點(diǎn)的特性需要在仿真中優(yōu)化，耦合矩陣中的交叉耦合僅為一種等效結(jié)果[13]。由耦合矩陣計(jì)算的S參數(shù)結(jié)果和濾波器的電磁仿真結(jié)果如圖5 所示，它們表現(xiàn)出較好的一致性。

圖5 耦合矩陣計(jì)算的S 參數(shù)與仿真的S 參數(shù)結(jié)果的對比

為了驗(yàn)證仿真的準(zhǔn)確性，本文對該帶通濾波器進(jìn)行了加工與測試，實(shí)物如圖6 所示。濾波器參數(shù)如下：l11= 4.5 mm，l12= 3.4 mm，l13= 3.2 mm，l14= 4.3 mm，d11= 4.4 mm，d12= 1.7 mm，d13=1.7 mm，d14= 4.4 mm，d15= 3.12 mm，d16=3.07 mm，d17= 2.3 mm，w11= 0.4 mm，w12=1 mm，s11= 0.1 mm，s12= 0.13 mm。仿真和測試的S參數(shù)結(jié)果如圖7 所示。該帶通濾波器的中心頻率為2.1 GHz。3-dB 分?jǐn)?shù)帶寬為14.3%。最小帶內(nèi)插入損耗為0.74 dB。同時(shí)在通帶附近的1.82 GHz 和2.38 GHz 處具有兩個(gè)高抑制度的傳輸零點(diǎn)，濾波器通帶有優(yōu)秀的選擇特性。此外，該帶波器的核心電路尺寸為10.7 mm × 10.7 mm (即0.12λg×0.12λg，其中λg為頻率為2.1 GHz 時(shí)微帶線的導(dǎo)波波長)。

圖6 微帶濾波器的實(shí)物圖

圖7 微帶濾波器的仿真和測試的S 參數(shù)結(jié)果

3 基于混合微帶/槽線結(jié)構(gòu)的混合電磁交叉耦合濾波器實(shí)現(xiàn)

3.1 濾波器方案

由于同層微帶線諧振器之間耦合強(qiáng)度一般較弱，很難實(shí)現(xiàn)更大帶寬的濾波器。為了解決這個(gè)問題，本文提出一種如圖8 所示的耦合方案。該方案使用兩個(gè)折疊四分之一波長諧振器充當(dāng)圖1d 中的R1和R2，使用了一個(gè)半波長的槽線諧振器充當(dāng)圖1d 中的R3。這種槽線諧振器可以與R1和R2產(chǎn)生上下層的寬邊耦合，提高耦合強(qiáng)度的同時(shí)減小濾波器尺寸。

圖8 使用混合微帶/槽線結(jié)構(gòu)的混合電磁交叉耦合濾波器

為了探究這種耦合方案的特點(diǎn)，圖9 展示了各種耦合系數(shù)和外部品質(zhì)因數(shù)隨尺寸的變化。k13隨尺寸s22的增大而減小，k23與k13的大小相同，R1的外部品質(zhì)因數(shù)Q隨尺寸d25的增大而減小。容易看出相較于2.1 節(jié)中的耦合方式，本節(jié)中提出的微帶與槽線諧振器的上下層寬邊耦合可以更容易地產(chǎn)生較大的耦合。

圖9 耦合系數(shù)與品質(zhì)因數(shù)隨尺寸變化的仿真結(jié)果

3.2 濾波器實(shí)現(xiàn)與測試

基于3.1 節(jié)中的耦合方案，可以設(shè)計(jì)一個(gè)三階的帶通濾波器。帶通濾波器的實(shí)現(xiàn)規(guī)格如下：中心頻率為3.4 GHz，3-dB 分?jǐn)?shù)帶寬為29%，回波損耗為20 dB，通過交叉耦合在通帶附近的2.5 GHz 和4.1 GHz 處引入兩個(gè)傳輸零點(diǎn)，以增強(qiáng)通帶選擇性。優(yōu)化后的耦合矩陣為：

由耦合矩陣計(jì)算的理論S參數(shù)和濾波器的電磁仿真結(jié)果如圖10 所示，它們表現(xiàn)出較好的一致性。

圖10 使用耦合矩陣計(jì)算的S 參數(shù)與仿真的S 參數(shù)對比

為了驗(yàn)證仿真的準(zhǔn)確性，該單通帶濾波器被實(shí)際加工出來，如圖11 所示。濾波器參數(shù)如下：l21=4.8 mm，l22= 4.7 mm，l23= 10.5 mm，l24= 5.2 mm，d21= 6.1 mm，d22= 2.8 mm，d23= 2.2 mm，d24=4.1 mm，d25= 1.5 mm，w21= 0.4 mm，w22= 0.1 mm，w23= 0.3 mm，s21= 0.5 mm，s22= 1.4 mm。仿真和測試的S參數(shù)結(jié)果如圖12 所示。該帶通濾波器的中心頻率為3.4 GHz。3-dB 分?jǐn)?shù)帶寬為27%。最小帶內(nèi)插入損耗為0.72 dB。同時(shí)在通帶附近的2.65 GHz 和4.05 GHz 處具有兩個(gè)高抑制度的傳輸零點(diǎn)，濾波器通帶有較好的選擇性。此外，該帶通濾波器的核心電路尺寸為11.7 mm × 9.5 mm (即0.22λg×0.18λg，其中λg為頻率為3.4 GHz 時(shí)微帶線的導(dǎo)波波長)。

圖11 混合微帶/槽線濾波器的實(shí)物圖

圖12 混合微帶/槽線濾波器仿真和測試的S 參數(shù)結(jié)果對比

4 結(jié)束語

本文針對無線通信系統(tǒng)對小型化高選擇度濾波器的需求，提出了一種基于混合電磁交叉耦合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的濾波器設(shè)計(jì)方案。傳統(tǒng)的三階濾波器通過單一交叉耦合只能產(chǎn)生一個(gè)傳輸零點(diǎn)。當(dāng)引入混合電磁交叉耦合后，采用三階濾波器拓?fù)淇梢栽谕◣啥司a(chǎn)生傳輸零點(diǎn)。這種方法可以在不增加濾波器階數(shù)的情況下顯著提升選擇度，為小型化高選擇度濾波器提供了解決方案。