一款適用于電荷泵鎖相環的壓控振蕩器設計

李容容，景鵬斌

（陜西機電職業技術學院，陜西寶雞，721001）

0 引言

鎖相環系統是一個具有跟蹤輸入信號相位與頻率功能的閉環自動負反饋控制系統。而電壓控制的振蕩器是輸出信號頻率隨輸入電壓變化的振蕩器，作為電荷泵鎖相環中最關鍵的部分，壓控振蕩器的性能決定了鎖相環系統的頻率捕獲范圍和噪聲抑制能力[1]。本文設計的壓控振蕩器由于其結構上的特點，具有啟動快、相位噪聲低而且線性度好等優點。

1 壓控振蕩器的簡單分類[2]

1.1 調諧壓控振蕩器

圖1給出了調諧振蕩器系統的簡圖，它主要由兩部分結構組成：第一部分結構是放大器，提供必要的信號增益；第二部分是反饋網絡，使得部分放大器輸出返回到輸入。

圖1 調諧振蕩器系統簡圖

1.2 多諧壓控振蕩器

圖2是一款多諧恒流充放電振蕩器的示意圖，該電路由三部分組成，電容、遲滯比較器和恒流源。這里的恒流源表示雙向的，既是充電回路，又是放電回路。恒流源決定充放電電流的大小。

圖2 恒流充放電振蕩器基本結構

多諧振蕩器在電路正常工作時沒有穩態，只有兩個暫穩態。暫穩態的電平稱為門限電平。電路啟動之后，處在某一個暫定的穩態，然后電路給儲能元件電容充電，當電容上的電位達到門限電平值時，電路就會發生跳變，轉換到另一個暫穩態。然后電容開始放電，當電容上的電位達到另一個門限電平時，電路就會再次發生跳變，返回初始的暫穩態，如此循環往復，周而復始，形成振蕩。

2 本文設計的壓控振蕩器

本文設計的壓控振蕩器屬于多諧振蕩器，就是通過恒流源給電容充放電來產生振蕩信號。下圖就是本文設計的振蕩器實際電路圖，其中兩幅圖是通過A點連接在一起的。

從圖3可以看到，本文設計的壓控振蕩器可以分兩部分來看，一部分是前面的V-I電路，作用就是將電壓轉換為電流。另一部分是后面的電容充放電回路。第一部分的V-I結構是差分對電路，它的失真比小，噪聲抑制性能也比較好。

圖3 本文設計的壓控振蕩器電路

表1 壓控振蕩器引腳功能

Vin是電荷泵的輸出電壓，用來控制輸出頻率。在這個V-I的電路中，不同的Vin值對應著不同的輸出電流值，下面我們來詳細分析Vin值與差分輸出電流之間的關系。

如圖3中所標注的那樣我們設電阻R1兩端的電壓分別是V1和V2，因為MOS管MP4，MP5的寬長比是一樣的，所以流過這兩個管子的電流也是一樣的，設電流值為I圖中MP9和MP8是輸入對管，MN3與MN4構成電流鏡。當輸入電壓值Vin與基準電壓Vref1相等時，因為電路是完全對稱的，所以流過電阻R1的電流ΔI為零，即V1與V2之間不存在壓差。當輸入電壓Vin與Vref1不相等時，流過電阻R1的電流ΔIv就不再為零了。通過下面的關系式，我們來進一步探究ΔI與Vin的關系。

根據圖3，可以得到下面的公式：

又 因 為V1-V2=ΔI·R1，并 且 設Vin-Vref1=ΔV1，VSG9-VSG8=ΔV2，可以得到：

令ΔV1+ΔV2=ΔV，可以得出：

從上面的分析可以看到ΔI與ΔV成線性關系，而ΔV與Vin直接相關，所以我們可以通過改變Vin來改變ΔI的值。R1和R2是用來調節ΔI與ΔV的線性度的，也就是說，改變R1和R2的值可以改善ΔV與ΔI之間的平滑程度，同時它也可以用來調節頻率范圍。

當輸入電壓Vin高于Vref1時，右邊支路多了ΔI電流，所以右邊之路的總電流為I+ΔI，與此同時左邊支路的電路少了ΔI電流，左邊支路的總電流變為I-ΔI，所以最后從差分對流出的電流為2ΔI。當輸入電壓Vin低于Vref1時，左邊支路多了ΔI電流，所以左邊之路的總電流為I+ΔI，與此同時右邊支路的電路少了ΔI電流，右邊支路的總電流變為I-ΔI，所以最后從差分對流出的電流為-2ΔI。

在設計過程中，要注意流經MP6上的電流I0的大小。在實際設計過程中，要保證I0大于2ΔI。為什么要這樣設計?前面已經分析過，當輸入電壓Vin與基準電壓Vref1相等，輸出電流差為零，此時流經MN5的電流只有I0；當輸入電壓Vin大于基準電壓Vref1時，流經MN5的電流為I0+2ΔI；當輸入電壓Vin小于基準電壓Vref1時，流經MN5的電流為I0-2ΔI，如果此時I0小于2ΔI，此時I0電流都流進MN4管子了，就不會再去流進后面的電路，那么這個電路就不能正常工作了，所以在設計過程中要保證I0大于2ΔI。考慮到極端情況，當Vin遠遠小于基準電壓Vref1，此時差分電路的右邊幾乎就沒有電流了，電流都流向了左邊電路，那么此時的輸出電流就是I0-2I，根據前面的分析，為了保證后面電路正常工作，就要有電流流進后面的電路，所以I0要大于2I，其實要做到這一點很簡單，只要正確設置MP4，MP5，MP6的寬長比就可以了，使(W/L)PM6＞2(W/L)PM4，PM5，這樣就可以滿足上述要求了。

后面充放電回路的具體工作原理是：MN5將前面流過來的電流通過電流鏡結構傳遞給MN6，MN7，MP7和MP8，L61和XL61是壓控振蕩器輸出端的反饋信號，來控制電路給電容到底是充電還是放電的。方框表示RS觸發器，它的電路圖如圖4所示。首先設置電容C1的初始值為0，經過上下兩個比較器進行比較，得到此時R的值為低電平，而S的值為高電平，然后通過RS觸發器，得到其輸出電平為高電平，再經過一個反相器，得到此時的L61為低電平，而XL61為高電平，那么電路中的傳輸門現在就打開了，電路進入充電狀態。當C1上的電壓大于0.4V時，S變為低電平，但它的變化對電路的其他值沒有影響，繼續給電容充電。當C1的電壓值達到大于0.8V時，R變為高電平，這使得RS的輸出電平有了變化，從高電平變為低電平，那么同樣的，L61與XL61的電平也發生了反轉，傳輸門關閉了，于是C1開始向外電路放電，電路進入放電狀態。C1兩端的電壓開始下降，當下降低于到0.8V時，R又變為低電平，當這個變化對電路狀態沒有影響，電容繼續向外放電，當其電壓下降到低于0.4V時，S從低電平變為高電平，RS觸發器輸出從低電平變為高電平，傳輸門又打開了，電路又進入了充電狀態。最終電容的電壓就是在0.4V和0.8V之間通過充放電來回變化，產生振蕩。

圖4 RS觸發器電路圖

需要注意的是，這個電路在充電的同時也在放電，因為MN7上的放電電流一直存在。本來可以在MN7的漏端也加上一個傳輸門，而傳輸門的控制信號剛好與MP8漏端傳輸門的控制信號電平相反，這樣在向電容C1充電的同時，MN7回路是關斷的，只有在電容放電時MN7回路才打開，但我們電路的設計是使放電回路始終打開。這樣做使得電路在充放電的過程中比較連貫，充放電之間的銜接比較好。為了保證充電電流不變，設計時要保證流過MP8的電流是MN7的兩倍，這樣充電時流過MP8的電流一半給電容充電，一半流進MN7里面。放電時，電流全部流進MN7。這樣下來，給電容充電和放電的電流就是一樣的了。因為it=vc，C是確定的，充放電的電壓也是確定的，當充放電電流也一樣時，就可以保證相同的充放電時間，使得輸出波形有很好的50%的占空比。

總的來說，電路的整體思想就是，每給定一個輸入電壓值，產生相應的一個電流值，然后用這個電流來給電容充放電，從而產生頻率。

因為壓控振蕩器的輸出頻率比較高，所以需要比較器的反應速度比較快。如圖5所示，本設計中采用的是一個兩級比較器。除了差分輸入對管和鏡像結構的管子外，MOS管MN3和MN4的作用是將MN7與MN8的柵壓預先抬高到一定的值，這樣后面比較時就可以更快的反應。MN5和MN6接的位置相當于把MN7與MN8的柵極連在一起，它們的作用就是減小MN7和MN8的柵端壓差，這樣也會使比較器的翻轉速度加快。

圖5 比較器電路圖

3 仿真結果分析

圖6是VCO的起振波形圖，從圖中可以看到從上電到VCO輸出振蕩波形用了不到500ns的時間，說明起振速度很快，反應能力很強。圖7是輸出波形，可以看到輸出波形非常的規整，而且也很穩定。

圖6 壓控振蕩器起振波形圖

圖7 壓控振蕩器振蕩波形圖

表2給出本文設計的VCO的電路仿真性能指標。

表2 電路仿真性能指標

4 結束語

本文提出了一種新型的VCO架構，由于它本身的差分輸入設計、V-I結構、連續的充放電回路以及高速比較器的設計架構使得它具有噪聲低、線性度好、功耗低、反應速度快、輸出波形整齊等特點，并且這款VCO結構已經經過實際流片驗證，完全可以達到應用要求。