無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈中的高階調(diào)制技術(shù)研究

梁保衛(wèi)，王利平，涂海洋，鄭軼文

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.空裝駐石家莊地區(qū)軍事代表室，河北 石家莊 050081；3.南京林業(yè)大學(xué) 理學(xué)院，江蘇 南京 210037)

0 引言

隨著航空技術(shù)以及軍事裝備的發(fā)展，無人機(Unmanned Aerial Vehicle，UAV)作為一種遠程可操控的航空器，具有質(zhì)量輕、體積小和使用便捷等特性，在各個方面都發(fā)揮著非常重要的作用[1]。

無人機數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)菍崿F(xiàn)地面控制系統(tǒng)與機載平臺實時、可靠與穩(wěn)定通信的重要手段，能夠傳遞地面遙控指令，遙測接收無人機飛行狀態(tài)和傳感器獲取的情報數(shù)據(jù)，同時實現(xiàn)無人機機群內(nèi)部間的高效戰(zhàn)術(shù)協(xié)同[2-3]。

隨著無人機偵察信息技術(shù)的飛速發(fā)展[4]，無人機平臺搭載的傳感器種類和數(shù)量不斷增多，所獲取的圖像視頻等信息數(shù)據(jù)龐大，同時偵察信息需要及時傳回地面進行處理。因此，無人機數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)需要不斷提高寬帶傳輸能力，以滿足日益增長的數(shù)據(jù)傳輸需求。

由于功率資源、頻譜資源的限制，傳統(tǒng)的無人機數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)都采用BPSK，QPSK等恒包絡(luò)調(diào)制信號[5]，但隨著無人機數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)容量的不斷提高，帶寬資源趨于緊張，為了進一步提高頻帶效率，在信號傳輸中需采用高階調(diào)制技術(shù)。

本文首先針對無人機數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)特點，分析了適用于無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)的高階調(diào)制體制，然后研究了該高階調(diào)制體制接收機關(guān)鍵技術(shù)，提出了一種適用于無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈高階調(diào)制體制的定時、載波同步方案。最后，基于Matlab平臺對定時、載波同步方案進行了性能仿真，驗證了所提方案的有效性。

1 高階調(diào)制技術(shù)體制選擇

無人機數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)具有典型的功率受限性，要求所用調(diào)制方式的包絡(luò)恒定或起伏很小，因此無人機數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)常采用相移鍵控(PSK)調(diào)制[6]。隨著無人機數(shù)據(jù)鏈信息傳輸速率的不斷提高，頻譜資源趨于緊張，使用代價也越來越昂貴。為了提高頻帶效率，在信號傳輸中可以采用幅度與相位結(jié)合的高階調(diào)制技術(shù)。

傳統(tǒng)的矩形QAM調(diào)制，其調(diào)制信號包絡(luò)起伏大，峰均比較高，所以其功率效率不高，且存在對非線性失真敏感的問題，而星座形狀呈圓形的APSK調(diào)制，其幅值數(shù)量較QAM調(diào)制少，抗飽和非線性失真的能力更強[7]，具有更小的峰均比，如當(dāng)滾降因子為0.5時，16APSK的峰均比約為3.99 dB，16QAM的峰均比約為5.30 dB；64APSK的峰均比約為4.78 dB，64QAM的峰均比約為6.07 dB。若從此角度考慮，MAPSK無疑是無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈高階調(diào)制體制方案的首選。

16APSK，32APSK和64APSK的DVB-S2建議星座圖[8]如圖1所示。

(a)16APSK

2 高階調(diào)制接收機關(guān)鍵技術(shù)

2.1 定時同步技術(shù)

在數(shù)字通信系統(tǒng)中，為了恢復(fù)發(fā)送信息，需要在接收端用與發(fā)送端相同的時鐘對匹配濾波器的輸出進行周期采樣。在接收機中，發(fā)送機到接收機的傳播延時一般是未知的，因此參考時鐘的差別或漂移將產(chǎn)生嚴(yán)重的誤碼。為了對解調(diào)器輸出同步抽樣，必須從接收信號中導(dǎo)出符號定時，稱為符號同步或定時同步[9]。

傳統(tǒng)閉環(huán)定時同步信號處理流程如圖2所示。其中，定時誤差檢測算法采用的是Gardner算法[10-11]，該算法是Gardner針對BPSK/QPSK解調(diào)于1986年提出的一種定時誤差估計方法，其定時誤差估計如下：

圖2 傳統(tǒng)閉環(huán)定時同步信號處理流程

(1)

該估計方法并不能直接用于APSK這種幅相聯(lián)合調(diào)制信號，需稍加修改：

[xI(k)-xI(k-1)]+

[xQ(k)-xQ(k-1)]。

(2)

根據(jù)式(2)進行APSK的多電平信號定時誤差檢測，并不能準(zhǔn)確地提取瞬時定時誤差，這些錯誤的定時誤差平均值為0，會引起NCO時鐘抖動[12]，導(dǎo)致閉環(huán)性能不穩(wěn)定，甚至無法收斂。

此外，圖2所示的閉環(huán)定時同步結(jié)構(gòu)存在收斂速度慢、不利于高速并行實現(xiàn)等問題。

針對以上問題，提出了一種4路并行開環(huán)定時同步方案，其信號處理流程如圖3所示。

圖3 4路并行開環(huán)定時同步信號處理流程

處理步驟如下：

(1)數(shù)據(jù)緩沖器

數(shù)據(jù)緩沖器用于補償定時誤差估計的計算時延，利用移位寄存器實現(xiàn)。

(2)定時誤差估計

定時誤差估計采用O&M算法[13-14]，其是由Oerder.M和Myer.H提出的一種數(shù)字濾波平方算法，大致可以描述為：

設(shè)接收到的基帶信號為rk，按實部虛部表示為：

rk=Ik+jQk，

(3)

包絡(luò)平方序列xk可以表示為：

(4)

將xk按每L個符號周期分為一段，則通過DFT變換可得到第m段數(shù)據(jù)頻譜上的符號速率譜線的譜分量為：

(5)

則此譜分量的歸一化相角就是定時誤差的無偏估計，即：

(6)

根據(jù)定時誤差估計結(jié)果可以計算出插值輸出位置mk以及插值相對位置μk：

(7)

(8)

本文中N=4，滿足采樣不混疊的要求，L=1 024，滿足估計精度10-5的要求。在此參數(shù)條件下，4路并行定時誤差估計實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 4路并行開環(huán)定時同步實現(xiàn)框圖

(3)并行內(nèi)插

內(nèi)插濾波器主要實現(xiàn)定時誤差校正功能。常用的內(nèi)插函數(shù)有簡單的線性內(nèi)插函數(shù)、拉格朗日高階多項式內(nèi)插函數(shù)等。線性內(nèi)插只需2個樣值點參加運算，而拉格朗日高階多項式內(nèi)插，則需要多個樣值點參加運算。當(dāng)誤碼率為10-6時，拉格朗日內(nèi)插器性能要優(yōu)于線性內(nèi)插器0.05 dB[15]，該指標(biāo)對系統(tǒng)性能的影響很小，所以本文選擇線性內(nèi)插器，同時，可以進一步降低算法工程實現(xiàn)復(fù)雜度。

線性內(nèi)插計算式為：

r=(1-μk)r0+μkr1。

(9)

在并行插值輸出時，有2種特殊情況需要考慮：

① 當(dāng)解調(diào)器采樣周期大于碼元周期時，在mk由0向3過渡時會有2個插值輸出；

② 當(dāng)解調(diào)器采樣周期小于碼元周期時，在mk由3向0過渡時沒有插值輸出。

針對這2種特殊情況，本模塊輸出包含2路數(shù)據(jù)使能和2路數(shù)據(jù)。

(4)使能數(shù)據(jù)合并

本模塊主要通過FIFO實現(xiàn)2路數(shù)據(jù)使能，2路數(shù)據(jù)向1路數(shù)據(jù)使能、1路數(shù)據(jù)的合并，以便于后續(xù)的信號處理。

本文所述定時同步方案，適用高階MAPSK調(diào)制體制，此外，相比傳統(tǒng)方案，采用并行、開環(huán)數(shù)據(jù)處理，收斂速度快，系統(tǒng)時延小，適合于高速數(shù)據(jù)傳輸。

2.2 載波同步技術(shù)

數(shù)字通信系統(tǒng)中，MAPSK信號一般采用相干解調(diào)以獲得更好的誤碼性能。相干解調(diào)要求在接收端恢復(fù)與發(fā)送端同頻同相的相干載波，否則會使系統(tǒng)性能下降，惡化誤碼性能，甚至無法通信[16]。使收發(fā)端載波完全同頻同相的過程稱為載波同步[17]。

文獻[18]提出了一種基于精簡星座鑒相的大頻偏APSK信號載波同步方法，該方法的本質(zhì)是對接收到的信號進行N次方運算(16APSK：N=3；32APSK：N=4；64APSK：N=7；)，將其變成QPSK信號，再利用經(jīng)典的COSTAS環(huán)完成載波同步。該方法存在2點不足：

①N次方運算：放大了接收噪聲，使鑒相結(jié)果的有效性變差；

②N次方運算：硬件實現(xiàn)復(fù)雜、運算延時大，同時需要大量的乘法器資源，不利于工程應(yīng)用。

文獻[19]提出了一種鑒頻鑒相算法(PFD)，該算法在低階APSK信號上效果非常好，但是隨著APSK調(diào)制階數(shù)的提高，矩形窗口越來越小，鑒頻作用變?nèi)酰阅苡兴陆怠?/p>

為了增大頻偏捕獲范圍，提高載波相位跟蹤精度，本文提出一種載波同步方案，其信號處理流程如圖5所示。

圖5 載波同步信號處理流程

載波同步方案包含載波頻率同步與載波相位同步2部分。載波頻率同步主要完成載波頻偏的捕獲與補償；載波相位同步主要完成載波相位的捕獲、補償和跟蹤。

(1)載波頻率估計

本文的信道幀結(jié)構(gòu)中包含2段相鄰的PN序列，將其進行自相關(guān)運算，可以得到相鄰2段PN序列之間的相位差，而相位差為載波頻偏的時間累積量，通過運算可以得到載波頻偏估計：

(10)

式中，x為接收到的PN序列；N為PN序列周期。

由于反正切函數(shù)的范圍為(-π，π)，所以頻偏的估計范圍為(-1/(2TsN)，1/(2TsN))，其中Ts是符號速率。本文中N=32，Ts=200 Ms/s，所以可捕獲最大頻偏為3.125 MHz。

(2)載波相位估計與跟蹤

由于APSK星座由多個圓構(gòu)成，可以看作多個MPSK調(diào)制星座的組合，其鑒相值為[20]：

(11)

式中，yk為載波相位補償模塊輸出；M為各圓星座點數(shù)的最小公倍數(shù)。

式(11)中的M次方非線性運算不僅增強了噪聲的影響，同時計算法復(fù)雜度高，不適用于工程實現(xiàn)。為了方便工程實現(xiàn)，本文鑒相值為：

(12)

環(huán)路濾波采用經(jīng)典的2階數(shù)字環(huán)路濾波，其中環(huán)路帶寬為50 kHz，系統(tǒng)時鐘為200 MHz。

本文提出的載波同步方案既可以滿足大頻偏捕獲范圍，又可保證載波相位的跟蹤精度。

2.3 仿真分析

為了驗證所提方案的可行性，本文在AWGN信道下對關(guān)鍵技術(shù)實施方案進行了仿真，其中定時偏差為2%的符號速率，載波偏差為2.4 MHz，解調(diào)星座圖如圖6～圖8所示。其中，對于16APSK，Eb/N0=15，BER≈1×10-6；對于32APSK，Eb/N0=18，BER≈1×10-6；對于64APSK，Eb/N0=19，BER≈1×10-6。

(a)定時同步前

(a)定時同步前

(a)定時同步前

由仿真結(jié)果可見，即使系統(tǒng)存在定時偏差、載波偏差時，采用前文所述的定時同步方案和載波同步方案，系統(tǒng)解調(diào)性能與理論值基本接近，驗證了所提方案的可行性和有效性。

3 結(jié)束語

信息技術(shù)的快速發(fā)展對無人機數(shù)據(jù)鏈的傳輸能力要求越來越高，綜合考慮無人機平臺功率受限、體積受限和帶寬受限等特點，本文進行了高階調(diào)制技術(shù)在無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈中的應(yīng)用研究，從功率利用角度出發(fā)，MAPSK調(diào)制體制具有明顯優(yōu)勢，是一種適用于無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈的高階調(diào)制體制。針對MAPSK調(diào)制體制特點，提出了一種適用于該體制的高速并行定時、載波同步方案，并對方案進行了Matlab仿真驗證。隨著未來無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈的快速發(fā)展，研究成果具有一定的參考、借鑒意義。