高壓準諧振反激變換器的仿真與研究

鄭楓，張彥

（中國船舶重工集團公司第723所，江蘇 揚州 225001）

艦船輔助電源的輸入電壓高，功率等級低。反激變換器電路簡單、可實現(xiàn)輸入輸出隔離，適用于小功率、小體積的場合。但是由于主開關管的電壓應力等于輸入電壓與輸出電壓原邊等效電壓之和，所需功率器件的電壓應力遠遠高于其他同等輸入電壓的變換器。針對此要求，現(xiàn)有解決方案主要有功率器件串聯(lián)和模塊串聯(lián)兩種。文獻[1]使用開關管直接串聯(lián)的準諧振反激拓撲，這種結構無法保證功率器件的均壓。文獻[2]使用模塊串聯(lián)的有源鉗位反激電路，但是此方案需要對主開關管和鉗位開關管分別進行控制，控制復雜。

準諧振反激變換器的電路結構簡單，且模塊串聯(lián)的方式可以自動實現(xiàn)均壓。因此，本文對輸入串聯(lián)準諧振反激變換器進行研究并通過仿真對方案進行可行性驗證。本文的原邊串聯(lián)準諧振電路研究對于船舶高壓直流系統(tǒng)中的小容量、低輸出輔助電源設計具有一定的意義。

1 原邊串聯(lián)準諧振反激變換器工作原理

1.1 常規(guī)準諧振反激變換器工作原理

常規(guī)準諧振反激變換器工作原理如圖1所示。

圖1 準諧振反激變換器原理圖

第一階段為儲能階段。電路中的主開關管Q在PWM控制器的控制下開通后，電流從直流側電源Vin流向原邊變壓器，經過開關管后回到直流電源負極，實現(xiàn)了對原邊電感Lp的充電。

第二階段為能量釋放階段。PWM控制器控制主回路MOSFET關斷，在外接電源Vin和勵磁電流的影響下，電壓逐漸上升，當電壓上升至Vin+Vro時，二次繞組電壓與輸出電壓相等，輸出整流二極管導通，變壓器開始向副邊輸出能量，同時變壓器繞組被輸出電壓鉗位。

第三階段是變壓器磁芯復位階段。整流二極管導通，變壓器開始向電容Cout和負載傳輸能量，輸出電壓直接接在變壓器二次繞組上，導致副邊電流線性減小直到為零，變壓器的磁芯逐漸復位。

第四階段則是諧振階段。磁芯復位完成，變壓器副邊電流減小到零，完成能量從輸入到輸出的傳遞。但由于輸出電容Cp仍存在能量，因此與勵磁電感發(fā)生諧振，諧振周期為2π√（LpCp），經過諧振半周期，在開關管漏源極電壓從正弦波峰值降至谷值。

1.2 串聯(lián)輸入的均壓原理

1．2．1 靜態(tài)均壓原理：

設變壓器原邊兩繞組與副邊繞組之間的變比為n,開關管的導通時間為T1，副邊二極管的導通時間為T2，原邊電壓最大值為Imax，則：

根據(jù)副邊電容充放電平衡可得：

由（1），（2）可得：

由于式（3）中，導通時間T1與周期T由控制器控制，可保持兩開關管的T1和T完全相同，因此兩模塊輸入電壓僅與變比有關，而本文中變壓器兩繞組變比相同，因此可實現(xiàn)兩模塊輸入電壓均壓。

圖2 原邊串聯(lián)準諧振反激變換器原理圖

1．2．2 動態(tài)均壓原理：

第一階段，等效原理圖如圖3所示，假設變壓器兩個繞組的自感均為L，互感為M（M

圖3 動態(tài)均壓第一階段等效原理圖

由式（4），（5）：

若Vc1>Vc2，則流出C1的電流大于流進C2的電流，Vc1電壓減小的速度大于Vc2電壓減小的速度；若Vc1

第二階段，此階段主要為漏感能量向開關管輸出電容及鉗位電容釋放的過程，由于漏感能量相對較小，對鉗位電壓的影響很小，基本不影響電容均壓。

第三階段原邊無電流流過，不會對電容均壓有任何影響。

第四階段，等效原理圖如圖4所示，由于兩個開關管的漏源電壓相同，將下式最后一項移到左邊后，與第一階段相似，因此同樣可以達到均壓效果。

圖4 動態(tài)均壓第四階段原理圖

2 仿真分析

艦船用系統(tǒng)為600V直流母線電壓，故將輸入電壓范圍設置為400～800V，輸出功率為15W，輸出電壓為15V。具體仿真參數(shù)如表1所示：

表1 原邊串聯(lián)準諧振反激變換器主要參數(shù)

2.1 模塊均壓驗證

兩模塊完全相同時的波形圖如圖5所示，上下電容表示兩模塊輸入電容兩端的電壓，上下管電壓表示開關管兩端的電壓，顯然此時上下兩個模塊完全均壓，兩開關管漏源電壓波形完全重合；模塊輸入電容不同時的波形如圖6所示，可以看出輸入電容對模塊均壓的幾乎沒有影響，仿真結果表明，只要兩模塊輸入電容存在就可以實現(xiàn)均壓；兩模塊變壓器變比不同時的波形如圖7所示，此時變壓器的變比為6:5，而模塊的輸入電壓之比為11:9，模塊輸入電壓之比與變壓器變比基本一致，因此，保持變壓器變比相同是實現(xiàn)模塊均壓的基本前提；開關管驅動不一致時的波形如圖8所示，模塊之間的電壓差會隨著驅動波形的差距而增大，因此必須保持驅動波形的一致性。

圖5 兩模塊完全相同時的波形圖

圖6 兩模塊電容不同時的波形圖

圖7 兩模塊變比不同時的波形圖

圖8 兩模塊開關管驅動不同時的波形圖

2.2 峰值電流閉環(huán)仿真

Matlab系統(tǒng)仿真模型如圖9所示，在此變換器中，由于模塊可以實現(xiàn)自動均壓的效果，故無需增加均壓控制回路，因此采用單個控制器控制兩個開關管。整個模塊采用峰值電流控制，同時由于反激電路的頻率隨著負載的增大而減小，根據(jù)負載的大小改變谷底導通的個數(shù)，從而在輕載時減小開關頻率。

圖9 原邊串聯(lián)準諧振反激變換器峰值電流模型

本文對輸入電壓為400V及800V時的空載及滿載四種工況分別進行了仿真，仿真結果如圖10～13所示。

圖10 輸入800V空載波形

圖11 輸入800V滿載波形

圖12 輸入400V空載波形

圖13 輸入400V滿載波形

圖10～13波形分別為驅動波形、輸出電壓及漏源電壓波形。從圖中可以看出，變換器在不同工況下均可以實現(xiàn)低電壓導通；隨著負載的減小，頻率隨之增大，控制器增加了谷底導通的個數(shù)，將頻率減小到合適的范圍；隨著輸入電壓的增大，開關管所承受的最大漏源電壓也增大，但未超過限值。

3 結論

針對艦船輔助電源高輸入電壓的要求，提出一種基于原邊串聯(lián)的準諧振反激變換器，分析了模塊自均壓的原理，并進行了Saber仿真，詳細分析了不同工況下模塊均壓的情況，提出變比相等及驅動相同是模塊均壓的必要前提條件。最后對此變換器的控制器進行設計并進行仿真，仿真結果顯示變換器在全電壓范圍內可以實現(xiàn)谷底導通，并且變換器在不同的負載下谷底導通個數(shù)不相同，可以防止變換器在輕載下頻率過高，驗證了峰值電流控制的可行性。