基于數(shù)據(jù)挖掘技術的微波多層全交換矩陣

宋慶輝 鄭見樹 李曉明

摘要：基于微波多層印制技術提出了一種工作于45～180MHz的平面化8×8全交換矩陣，同時建立了基于數(shù)據(jù)挖掘的數(shù)據(jù)分析和迭代體系，并據(jù)此對該矩陣進行了設計、測試、分析和調試一體的迭代設計。所實現(xiàn)的8×8全交換矩陣尺寸小于310 mm×170mm×25mm，小批量樣機所有輸入-輸出通路增益范圍小于3dB，輸入、輸出駐波比小于2，開關隔離度優(yōu)于60 dB，輸出-輸出（同一輸入）隔離優(yōu)于15dB，輸出-輸出（不同輸入）隔離度優(yōu)于60dB，在大幅度縮減體積的前提下，指標總體優(yōu)于傳統(tǒng)方案。

關鍵詞：全交換矩陣；微波多層印制技術；Delphiscript；數(shù)據(jù)挖掘

中圖分類號：TN821文獻標志碼：A文章編號：1008-1739（2022）18-45-06

0引言

射頻/中頻全交換矩陣常用于多用戶電子系統(tǒng)的信息共享，在軍用電子系統(tǒng)中應用廣泛。傳統(tǒng)全交換矩陣采用十字盲插的模塊化設計[1-2]，具有緊湊的結構和靈活的配置能力，但在當今強調小型化的背景下，模塊化方案的尺寸和質量已難以令人接受。

微波多層印制技術[3-8]是基于傳統(tǒng)多層PCB工藝的電路技術，可在單一PCB上集成多層微波電路、元件、天線及復雜的互聯(lián)結構，是實現(xiàn)SIP的重要平臺。本文采用微波多層印制技術，研制了一款平面化8×8中頻全交換矩陣，將以往需要4U機箱實現(xiàn)的交換矩陣壓縮至310 mm×170 mm×25 mm以內（包含屏蔽盒體和接頭的尺寸），同時提供了優(yōu)良的電路性能。

盡管微波多層印制技術可帶來種種益處，但設計復雜度卻大大增加，射頻測試點也大幅減小，調試難度隨端口數(shù)增加以非線性提高，同時還帶來可靠性、維修性及電磁兼容等諸多問題。本文針對微波多層印制技術的設計特點，以所研制的8×8中頻全交換矩陣為例，對復雜平面系統(tǒng)的設計思路進行了探討，提出了基于數(shù)據(jù)挖掘[9-13]的測試-調試體系，并加以驗證。

1總體方案

傳統(tǒng)全交換矩陣方案采用模塊化設計，復用度高，設計流程類似于“搭積木”，如圖1（a）所示；而微波多層技術針對不同路數(shù)的方案移植性差，且內部走線復雜，如圖1（b）所示，設計成本顯著提高。為此，采用通用性設計原則，擬以8×8全交換矩陣為基本單元，分別向上、向下兼容，避免創(chuàng)新程度不高卻耗時的重復設計，向上擴展、向下兼容的方式如圖1（c）和圖1（d）所示。

與傳統(tǒng)方案相比，微波多層全交換矩陣的可維修性大幅降低，一方面因為高密的元件排布，另一方面也因為缺乏子一級模塊，只能進行整件維修。作為補償，采用高可靠性的設計思路，具體包括：使用高可靠性二次電源進行電路保護；不使用裸芯片；合理優(yōu)化、簡化方案，使用盡可能少的器件；采用基于數(shù)據(jù)挖掘的測試-調試體系，避免冗余電路調試，從而控制生產過程中的額外風險。

微波多層電路單位面積成本高，在實現(xiàn)功能指標的前提下，應盡可能減小電路面積，為此采用雙面布局，如圖1（b）所示。為減輕電磁兼容設計的負擔，對中頻和電源、控制部分的電路進行了分區(qū)。此外，為提高模塊的易用性和擴展性，將中頻輸入、輸出接頭各自分組，布于模塊的上下兩側，而將控制及電源接口置于模塊的側邊。

2微波多層母板及模塊研制

研制交換矩陣雖工作于中頻，但最高頻率達到了180 MHz，相應空氣中波長約1.67 m，介質中1/4波長（材料按Rogers RO4350計）約220 mm，與結構尺寸可比擬，為此應使用分布參數(shù)模型及微波網(wǎng)絡理論進行分析和設計。

2.1 PCB疊層設計

考慮到可制造型和成本，基板材料選用0.2 mm厚的雙面覆銅FR4芯板和0.1 mm厚FR4半固化片。為避免輸入端口間的串擾，應為每個輸入網(wǎng)絡分配單獨微波層，這需36層PCB工藝和極復雜的過孔方案，會造成高昂的成本和不可控的周期。為此，經(jīng)大量仿真驗證和方案調整，將8個射頻層合并至4個，在滿足通道間信號隔離的前提下，使PCB的層數(shù)縮減為20層，盲孔種類減少至3種。這大大改善了印制板加工的成品率，并可顯著降低生產成本，所使用的疊層結構如圖2所示。

2.2基于Delphiscript的版圖繪制

隨著集成元件數(shù)和互聯(lián)復雜度提高，印制板繪制、審核難度及設計風險都急劇攀升。常用版圖軟件如Cadence Allegro和Altium Designer都提供了自動布線功能，以降低繪制復雜電路時的設計成本，減少人為失誤。然而微波電路的設計需綜合考慮電路匹配，分布參數(shù)效應、寄生參數(shù)效應、三維布局及電磁兼容等問題，難以通過自動布線妥善處理。

擬研制8×8交換矩陣在一塊印制板上集成了8套寬帶8分路器，8套8選1開關網(wǎng)絡，8×8中頻交換網(wǎng)絡，輸入、輸出放大器及相應供電、控制電路，集成度很高。若在繪制中進行方案調整和優(yōu)化，也容易牽一發(fā)而動全身，造成很大隱患。然而在另一方面，盡管全交換矩陣的拓撲結構復雜，卻具有高度的對稱性和規(guī)律性，適合利用計算機繪制。

Altium Designer支持DelphiScript腳本語言[14]，并為用戶提供了豐富的接口，重復性或規(guī)律性強的原理圖和版圖命令均可通過腳本實現(xiàn)，可有效提高繪制效率并降低人為錯誤，如圖3（a）所示。圖3（b）為利用DelphiScript繪制的全交換矩陣版圖草圖。

2.3印制板及模塊加工

加工的印制板母板及封裝后的模塊如圖所示。圖4（a）中，印制板母板包含電裝用工藝邊（電裝完成后去除）。

3基于數(shù)據(jù)挖掘的測試-調試技術

傳統(tǒng)方案中，全交換矩陣的指標會分解到具體模塊，對模塊進行單獨調試和測試后，再進行整體裝配和指標測試。平面化交換矩陣因改變了模塊的層級結構，省掉了子模塊測試、裝配的大量工作，但對整體調試帶來了巨大挑戰(zhàn)。以8×8全交換矩陣為例，傳統(tǒng)方案包括16個電路模塊，每個模塊有9個測試端口，內部測試端口共144個，易進行故障隔離。而平面方案中全部射頻接口只有16個，故障隔離難度可想而知。

盡管如此，平面化結構高度對稱，測試過程重復性強，適于進行自動測試。另外其產生的數(shù)據(jù)具有很好的規(guī)范性，方便進行數(shù)據(jù)挖掘。為此將其看作一個16端口黑箱系統(tǒng)，依托自動測試平臺獲取有代表性的數(shù)據(jù)，并以挖掘到的信息作為故障和指標的判決依據(jù)，對其進行指標調試和性能評估。

3.1自動測試平臺

搭建自動測試平臺所用的硬件和軟件設備如表1所示。

3.2儀器設置及校準

根據(jù)指標要求，將矢網(wǎng)的工作頻率設為45～180 MHz，輸出電平設為-20 dBm。綜合考慮測試數(shù)據(jù)的完整性和時間消耗，傳輸通路測試頻率間隔設為1 MHz，測試項目包括輸入回波損耗、輸出回波損耗、通路傳輸增益和通路相移，單個模塊的測試時間約1 h。開關隔離度、輸出-輸出隔離度（同一輸入）、輸出-輸出隔離度（不同輸入）的測試則只記錄通帶內的最大值。

該測試平臺利用射頻交換網(wǎng)絡將2端口矢網(wǎng)擴展為16端口，無法在矢網(wǎng)端校準，需將校準面移至射頻交換網(wǎng)絡的8個輸入端口和8個輸出端口?？紤]所用延長電纜非測試電纜，長度較長，無法保證TOSM校準的精度，只對64種通路組合做直通校準（后處理），對于所采集的輸入、輸出回波數(shù)據(jù)，只用作數(shù)據(jù)挖掘使用，而不采信為檢驗標準。

3.3數(shù)據(jù)分析及調試

使用前述系統(tǒng)對8×8全交換矩陣的一個30套樣本進行測試，所得數(shù)據(jù)形成一個5維矩陣，5個維度分別是模塊編號（21～50），輸入端口編號（1～8），輸出端口編號（1～8），頻點序列（45～180），測試項目（輸入回波損耗、傳輸增益、傳輸相移和輸出回波損耗共4個離散點）。

3.3.1 Pearson相關系數(shù)分析

3.3.2傳輸增益分析

通帶內傳輸增益的設計目標是13～16 dB，實測曲線如圖5（a）所示，可見曲線簇的上部和下部分別存在若干離群曲線。對離群曲線的編號統(tǒng)計發(fā)現(xiàn)，增益較低（曲線簇下方）的離群曲線集中于模塊28的輸入8端口，范圍在3.3.1所分析的異常曲線之內。增益較高的離群曲線則對應于模塊43～45的輸入7和輸入8端口。經(jīng)查實，該異常為調試人員調節(jié)增益時改小輸入衰減所致，事后發(fā)現(xiàn)該端口存在自激，調試自激后，該端口放大器增益恢復正常，并致整體增益過高。調試模塊28的輸入8端口，并將模塊44和45的衰減恢復至默認值，調整后的30套增益測試曲線如圖5（b）所示。可見，增益曲線范圍整體處于13.2～15 dB，無明顯離群曲線。

以上分析基于通帶內增益極值的范圍，由于和設計指標相關，其價值普遍性更強。

3.3.3變換域分析

由3.3.1和3.3.2的分析結果知，自激是造成異常數(shù)據(jù)的主因之一，但3.3.1和3.3.2所述的方法并不能將全部自激通路準確分類。考察正常通路和自激通路的回損曲線發(fā)現(xiàn)：正常通路的回損隨頻率變化緩慢，大體光滑；而自激通路的回損曲線則存在劇烈抖動，相當于在正常曲線上疊加了一個噪聲信號。對回損曲線做FFT變換，如圖6所示。經(jīng)觀察發(fā)現(xiàn)，2組FFT曲線除低端和高端存在共同的高能分量外，中段譜線有明顯差別，以此作為判別標準，準確定位到模塊28，34和47的3組自激端口數(shù)據(jù)。