模塊化多電平換流器的三軸解耦控制策略

王凱倫，宋強，周月賓，楊柳，張楠

(1. 電力系統(tǒng)及大型發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國家重點實驗室(清華大學(xué))，北京市 100084；2. 直流輸電技術(shù)國家重點實驗室(南方電網(wǎng)科學(xué)研究院)，廣州市 510663； 3.中國南方電網(wǎng)有限責(zé)任公司超高壓輸電公司檢修試驗中心，廣州市 510663)

0 引 言

模塊化多電平換流器(modular multilevel converter, MMC)采用子模塊級聯(lián)的方式，易于實現(xiàn)高壓大容量換流，并具有低諧波和低損耗等優(yōu)勢[1-5]，近年來已經(jīng)極大推動了柔性直流輸電技術(shù)的發(fā)展和應(yīng)用。現(xiàn)有的MMC及控制方案實際上是延續(xù)了傳統(tǒng)兩電平換流器的控制思路，一般采用同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的經(jīng)典dq兩軸解耦控制策略，在內(nèi)環(huán)實現(xiàn)交流側(cè)d軸電流和q軸電流的解耦控制，并在外環(huán)分別通過有功功率(或直流電壓)與無功功率閉環(huán)控制環(huán)節(jié)產(chǎn)生d軸和q軸參考電流[6-10]。

在電壓源換流器中，還必須考慮到直流電容電壓的控制。在常規(guī)兩電平換流器中，直流電容是直接連接于換流器直流端口的，因此直流端口電壓控制與電容電壓控制是等同的。但是MMC的直流電容分布于各個子模塊中，與直流端口是分離的。傳統(tǒng)的兩軸解耦控制器中只有d軸電流和q軸電流兩個內(nèi)環(huán)狀態(tài)變量，并沒有專門的狀態(tài)變量用于控制子模塊電容電壓。子模塊電容電壓的控制實際上是間接實現(xiàn)的，即控制上、下橋臂子模塊投入數(shù)之和恒定，使子模塊電容電壓與直流端口電壓的比例關(guān)系恒定，通過對直流端口電壓的控制間接實現(xiàn)子模塊電容電壓的控制。這種控制方式雖然原理簡單，但是直流端口電壓與子模塊電容電壓之間存在耦合關(guān)系，給MMC的運行和控制帶來很多問題和限制。一方面，直流端口電壓的變化過程必然伴隨子模塊電容充放電過程，使得直流端口電壓控制環(huán)節(jié)的動態(tài)響應(yīng)速度受到限制。這也等效于在MMC直流端口上存在一個等效電容，可能會引起直流系統(tǒng)的振蕩問題[11]。另一方面，電容電壓的紋波效應(yīng)會給子模塊電容電壓和直流端口電壓之間的關(guān)系帶來一定偏差，當(dāng)直流端口電壓被控制為額定值時，子模塊電容電壓直流分量并不會準(zhǔn)確運行在額定值，而是與額定值之間存在一定偏差，且偏差大小隨運行工況變化而變化，這導(dǎo)致對子模塊電容電壓波動峰值的估算不準(zhǔn)確[12]。

隨著柔性直流輸電技術(shù)的發(fā)展，具有直流端口電壓大范圍調(diào)節(jié)特性的MMC也得到越來越多的關(guān)注，例如由全橋子模塊構(gòu)成的全橋MMC，以及由全橋子模塊和半橋子模塊構(gòu)成的混合MMC。全橋/混合MMC的直流端口電壓可以大范圍調(diào)節(jié)，使其更適用于混合直流輸電系統(tǒng)、串聯(lián)直流輸電系統(tǒng)、直流故障電流主動清除、直流融冰等應(yīng)用場合[13-18]。在這些直流電壓需大范圍變化的應(yīng)用場合，子模塊電容電壓仍需運行在額定值，無法與直流端口電壓之間維持固定比例關(guān)系，使傳統(tǒng)兩軸解耦控制器更加無法適用。

為克服直流端口電壓和子模塊電容電壓耦合所帶來的限制，文獻(xiàn)[19-21]提出了通過直流側(cè)電流調(diào)節(jié)控制電容電壓的方法，但是未涉及直流端口電壓快速變化和大范圍調(diào)節(jié)的控制方法。文獻(xiàn)[11，22-23]將電流控制環(huán)節(jié)分為交流、直流和環(huán)流分量，并將各分量的控制輸出通過線性變換方式轉(zhuǎn)為6橋臂參考電壓，建立交流、直流和環(huán)流解耦模型。但是，這種方法模型相對復(fù)雜，對于經(jīng)典兩軸解耦控制器的改變也比較大。

本文從機理上揭示兩軸解耦控制器所存在的直流端口電壓和子模塊電容電壓的耦合效應(yīng)、直流端口等效電容效應(yīng)和子模塊電容電壓偏差效應(yīng)。提出將上、下橋臂電壓之和作為可變的直流內(nèi)電勢，并將直流電流作為新的內(nèi)環(huán)狀態(tài)變量，將傳統(tǒng)兩軸解耦控制器變?yōu)榫哂腥齻€內(nèi)環(huán)狀態(tài)變量的三軸解耦控制器，可以使直流端口電壓與子模塊電容電壓控制解耦，同時實現(xiàn)子模塊電容電壓的直接控制和直流端口電壓/電流的快速靈活控制。所提出的三軸解耦控制器保持了經(jīng)典的兩軸解耦控制器基本結(jié)構(gòu)，只需增加由直流內(nèi)電勢控制的直流電流內(nèi)環(huán)控制環(huán)節(jié)，模型簡單，工程上也易于實現(xiàn)。基于d軸電流、q軸電流和直流電流等三個內(nèi)環(huán)狀態(tài)變量，針對不同運行場合需求設(shè)計多種外環(huán)控制器，可以靈活實現(xiàn)直流電壓、有功功率、無功功率、子模塊電容電壓的控制，適應(yīng)MMC的各種運行方式。對不同運行方式的MMC進(jìn)行仿真研究，驗證所提出的三軸解耦控制的有效性。

1 傳統(tǒng)兩軸解耦控制器特性分析

1.1 經(jīng)典dq兩軸解耦控制器

圖1為基于半橋子模塊的MMC結(jié)構(gòu)。換流器由6個橋臂組成，每一相有上下兩個橋臂，每個橋臂包含N個相同的級聯(lián)子模塊。通過控制這N個子模塊的投入或切除，就可以得到期望的橋臂電壓。為了便于分析，將橋臂級聯(lián)子模塊的整體等效為受控電壓源。如圖1以A相為例，對上下橋臂列寫微分方程：

圖1 MMC拓?fù)涫疽鈭DFig.1 Diagram of an MMC

(1)

式中：Udc為直流端口電壓；uap和uan分別為上、下橋臂電壓；iap和ian分別為上、下橋臂電流；ia為A相電流；usa為A相電網(wǎng)電壓；L0為橋臂電感；Ls為電網(wǎng)與MMC之間的等效電感。對式(1)中兩式求和(對B相和C相同理)，可得到三相交流電流數(shù)學(xué)模型：

(2)

式中：usb、usc分別為B、C相電網(wǎng)電壓；ib、ic分別為B、C相電流；ea、eb、ec分別定義為MMC的交流內(nèi)電勢，代表了MMC的交流端口輸出電壓，具體如下

(3)

式中：uxp、uxn分別為x相上、下橋臂電壓。

圖2 基于dq兩軸解耦的控制器框圖Fig.2 Block diagram of the two-axis dq decoupling controller

(4)

式中：x=a,b,c；UdcN為額定直流端口電壓。子模塊電容電壓額定值UcapN通常相對應(yīng)地設(shè)計為：

(5)

(6)

從式(6)也可以看出上、下橋臂子模塊投入數(shù)目之和將一直保持為N。在現(xiàn)有應(yīng)用中，通常認(rèn)為如果控制上、下橋臂子模塊數(shù)目之和為N，并且直流端口電壓運行于額定值，MMC子模塊電容電壓直流分量也將運行于式(5)所示的額定值。

1.2 兩軸解耦控制直流側(cè)等效電路分析

對式(1)中的兩式求差(對于B相和C相同理)，可以得到如下方程：

(7)

其中假設(shè)每個橋臂中各個子模塊電容電壓相等，ucap_xp和ucap_xn分別表示x相的上、下橋臂子模塊電容電壓；ixp、ixn分別表示x相上、下橋臂電流；橋臂投入子模塊數(shù)目與子模塊電容電壓相乘得到橋臂電壓。由于橋臂上存在功率波動，實際運行時子模塊電容電壓中必然含有波動分量。上、下橋臂子模塊電壓可以表示為[24]：

(8)

(9)

(10)

將式(7)中的三式相加，將式(10)代入，并考慮到直流端口電流idc=(iap+ibp+icp)/3 =(ian+ibn+icn)/3，其中，ixp、ixn分別為x相上、下橋臂電流。可以得到如下表達(dá)式：

(11)

根據(jù)式(11)，可以得到如圖3所示的采用兩軸解耦控制器時MMC直流側(cè)等效電路。根據(jù)式(11)，直流端口電壓等效于所有6個橋臂子模塊電容共同支撐，電容總電壓為Ncap，等效電容值Ceq為：

(12)

式中:Cd為子模塊電容值。另外，子模塊電容電壓紋波效應(yīng)所產(chǎn)生的直流偏差量NΔūcap在等效電路中被等效于串聯(lián)在直流電容支路上的一個電壓源。

從瞬時能量平衡的角度來看，流入等效電容Ceq支路的瞬時功率等效于MMC交、直流側(cè)瞬時功率之差。暫忽略紋波效應(yīng)所產(chǎn)生直流偏差量NΔūcap，可以得到如下關(guān)系：

(13)

式中：icap_eq表示流入電容等效電流；pdc、pac分別表示直流、交流有功功率；ud、id分別表示交流d軸電壓、電流。可以得到：

(14)

式中：Mac為交流側(cè)電壓調(diào)制比，即

(15)

所以圖3等效電路中存在一個由交流側(cè)d軸電流分量id控制的受控電流源3Macid/4。

圖3 采用兩軸解耦控制器時的MMC直流側(cè)等效動態(tài)電路Fig.3 DC-side dynamic equivalent circuit of MMC applying two-axis decoupling controller

根據(jù)圖3的等效電路，可以對兩軸解耦控制器的如下特性進(jìn)行分析。

1)直流端口電壓和子模塊電容電壓的耦合效應(yīng)及直流端口等效電容效應(yīng)。

從圖3的等效電路可以看出，直流端口電壓的變化過程必然伴隨子模塊電容充放電過程，直流端口電壓動態(tài)方程可表示為：

(16)

通過d軸電流分量id的控制即可以控制流入等效電容的電流icap_eq，進(jìn)而根據(jù)式(16)也就可以控制直流端口電壓和電容電壓的變化。這也是圖2中直流電壓外環(huán)控制器設(shè)計的理論依據(jù)。這意味著在兩軸解耦控制器中，直流端口電壓和子模塊電容電壓控制是耦合的，只能同時變化，給MMC運行方式的靈活性帶來較大的限制。另一方面，式(16)也表明，雖然MMC直流端口在物理上并沒有并聯(lián)電容，但是直流側(cè)等效電路中存在一個等效電容Ceq，對其直流端口電壓的動態(tài)響應(yīng)特性帶來較大影響，甚至可能與直流線路相互作用引起振蕩問題。

2)子模塊電容電壓穩(wěn)態(tài)偏差效應(yīng)。

另一方面，根據(jù)圖3的等效電路，可以得到電容電壓和直流端口電壓的穩(wěn)態(tài)關(guān)系表達(dá)式：

(17)

式(17)表明，采用兩軸解耦控制器時，直流端口電壓和子模塊電容電壓之間并不是準(zhǔn)確的N倍比例關(guān)系，而是存在一個偏差量NΔūcap。在兩軸解耦控制器中通常是將直流端口電壓控制為額定值UdcN，根據(jù)式(17)，此時子模塊電容電壓直流分量將為：

(18)

也就是說當(dāng)直流端口電壓為額定值UdcN時，子模塊電容電壓并無法運行在其額定值UcapN上，而是存在一個偏差Δūcap，這個偏差隨輸出功率大小和功率因數(shù)角的變化而變化。在功率因數(shù)較低時這個偏差將更為明顯，后面的仿真結(jié)果也將表明這一點。由于在主回路設(shè)計階段都是按子模塊電容電壓直流分量為UcapN計算分析的，這個偏差也將使實際運行時的電容電壓峰值與設(shè)計階段的分析計算結(jié)果存在差異。

2 三軸解耦內(nèi)環(huán)控制器

兩軸解耦控制器的直流端口電壓與子模塊電容電壓控制耦合，導(dǎo)致直流端口電壓動態(tài)響應(yīng)差、直流端口等效電容存在振蕩風(fēng)險、電容電壓直流分量實際運行值與設(shè)計值存在偏差等問題。這些問題的本質(zhì)原因是兩軸解耦控制器僅有交流內(nèi)電勢ed和eq兩個控制變量，用于對d軸電流和q軸電流兩個狀態(tài)量的控制，其中q軸分量用于控制無功相關(guān)量，與有功相關(guān)的有功功率、直流電壓、子模塊電容電壓等都只能通過d軸狀態(tài)量的控制實現(xiàn)，無法分別實現(xiàn)直流端口電壓和子模塊電容電壓的控制。

為了解決這個問題，本文提出三軸解耦控制器的概念，在兩軸解耦控制器的基礎(chǔ)上，使上、下橋臂電壓之和為可變的直流內(nèi)電勢，并將其作為一個新的控制變量。通常可以認(rèn)為三相直流內(nèi)電勢相等，三相共用一個直流內(nèi)電勢變量edc，定義如下：

edc=uap+uan=ubp+ubn=ucp+ucn

(19)

(20)

式(6)中的上、下橋臂投入子模塊數(shù)目也可以改寫為：

(21)

式中：mdc為直流調(diào)制比，定義為

(22)

(23)

由于增加了直流內(nèi)電勢控制變量edc，直流側(cè)電流idc的動態(tài)過程也變?yōu)榭煽兀愃朴诘玫绞?11)的方式，可得到直流側(cè)動態(tài)方程如下：

(24)

根據(jù)上述推導(dǎo)，采用三軸解耦控制器時MMC的等效電路如圖4所示。與圖3的兩軸解耦控制器相比，等效直流電容不再直接連接于直流端口，而是將等效直流電容電壓通過受控源edc變換到直流端口，其變換系數(shù)mdc獨立可調(diào)。在edc為可變的情況下，直流電流idc也成為可控的狀態(tài)變量。狀態(tài)變量id和idc分別代表了交、直流側(cè)有功功率，其中一個狀態(tài)量可專門用于控制子模塊電容電壓，另一個可用于控制其他與有功相關(guān)量，例如有功功率、直流電壓或直流電流等。

圖4 采用三軸解耦控制器時的MMC直流側(cè)等效動態(tài)電路Fig.4 DC-side dynamic equivalent circuit of MMC applying three-axis decoupling controller

采用三軸解耦控制器后，直流電壓和電容電壓的控制得到解耦。如圖4的等效電路所示，在電容電壓得到穩(wěn)定控制的前提下，直流端口上相當(dāng)于一個電壓為等效電容電壓mdc倍的可控電壓源，只需改變mdc就可以靈活改變直流端口電壓，無需等效電容充放電過程，可以非常快速變化。由于直流端口上不再存在等效電容效應(yīng)，有利于避免與所連接直流電網(wǎng)發(fā)生振蕩。

在穩(wěn)態(tài)特性方面，根據(jù)圖4的等效電路，可以得到子模塊電容電壓和直流端口電壓的穩(wěn)態(tài)關(guān)系表達(dá)式：

(25)

紋波效應(yīng)對子模塊電容電壓直流分量和直流端口電壓關(guān)系的影響可以通過mdc調(diào)節(jié)，不會出現(xiàn)子模塊電容電壓直流分量上必然存在偏差的現(xiàn)象，在所有工況下子模塊電容電壓直流分量都可以準(zhǔn)確控制在額定值UcapN，只是mdc隨直流端口電壓值Udc的變化而變化，即滿足如下關(guān)系：

(26)

將直流內(nèi)電勢作為可控變量后，三個內(nèi)環(huán)控制狀態(tài)量分別為id，iq和idc，可以通過控制變量ed，eq和edc實現(xiàn)解耦控制。內(nèi)環(huán)三軸解耦控制器的框圖如圖5所示，三個內(nèi)環(huán)控制變量可以使三軸解耦控制器具有更為靈活的控制自由度。

圖5 內(nèi)環(huán)三軸解耦控制器框圖Fig.5 Block diagram of three-axis controller

3 基于三軸解耦控制器的外環(huán)控制設(shè)計及仿真

三軸解耦控制器保持了經(jīng)典的dq兩軸解耦控制器基本結(jié)構(gòu)，只是在d軸電流和q軸電流內(nèi)環(huán)狀態(tài)變量基礎(chǔ)上，增加了由直流內(nèi)電勢控制的直流電流狀態(tài)變量。本節(jié)基于內(nèi)環(huán)三軸解耦控制器，針對不同的應(yīng)用場合，基于三個內(nèi)環(huán)控制變量對不同運行方式的MMC的外環(huán)控制器進(jìn)行設(shè)計，可靈活實現(xiàn)直流電壓、有功功率、無功功率、電容電壓的控制，并通過仿真進(jìn)行驗證。

3.1 常規(guī)半橋MMC的控制器設(shè)計及仿真

常規(guī)的半橋MMC是目前應(yīng)用最為廣泛和成熟的MMC拓?fù)洹２⒕W(wǎng)運行的半橋MMC通常采用dq兩軸解耦控制方式，其中d軸外環(huán)用于有功功率(P/Q模式)或者直流端口電壓(Udc/Q模式)，q軸外環(huán)則用于控制無功功率，并沒有對子模塊電容電壓的直接控制環(huán)節(jié)。通過三軸解耦控制器，可以使直流電容電壓得到直接控制，解決傳統(tǒng)控制方法中直流端口電壓動態(tài)響應(yīng)特性差和子模塊電容電壓穩(wěn)態(tài)偏差等問題。

3.1.1P/Q控制模式

圖6 P/Q控制模式控制框圖Fig.6 Block diagram of P/Q power control

為了對內(nèi)環(huán)三軸解耦控制器及其外環(huán)控制器的設(shè)計進(jìn)行驗證，基于MATLAB/Simulink搭建了仿真模型并進(jìn)行了仿真研究。仿真中采用的半橋MMC為1 250 MW/400 kV，具體參數(shù)如表1所示。子模塊電容參數(shù)是以電容電壓紋波最大值不超過10%為原則進(jìn)行設(shè)計的[25]。在對P/Q控制模式的MMC進(jìn)行仿真研究時，直流網(wǎng)絡(luò)采用一個400 kV的電壓源模擬，如圖7所示。

表1 MMC模型參數(shù)Table 1 Model parameters of MMC

圖7 P/Q控制模式仿真電路Fig.7 Simulation circuit of P/Q power control

對于P/Q控制模式的仿真結(jié)果如圖8所示。為了說明不同運行工況下的運行和控制特性，在仿真過程中對MMC的P/Q指令值進(jìn)行了切換。開始階段MMC運行在輸出1 250 MW額定有功功率的工況；在0.6 s時有功功率指令下降到0，無功功率指令給定為容性1 250 MV·A；在0.8 s時無功功率指令變?yōu)楦行? 250 MV·A。

圖8 (a)為采用傳統(tǒng)兩軸解耦控制方法時的仿真波形，圖8 (b)為采用三軸解耦控制方法時的仿真波形。從仿真波形可以看出，兩種方法都可以通過對d、q軸電流的控制實現(xiàn)MMC輸出有功功率和無功功率的控制。但是在傳統(tǒng)兩軸解耦控制方法中沒有對子模塊電容電壓的外環(huán)控制，直流電壓與電容電壓控制耦合。如圖8(a)中的電容電壓仿真波形所示，電容電壓會出現(xiàn)偏離額定值的現(xiàn)象，這與本文第1節(jié)的分析一致。在感性無功工況時子模塊電容電壓直流分量正向偏移最多，容性無功工況時負(fù)向偏移最多，有功工況時略有負(fù)向偏移。子模塊電容電壓的偏差現(xiàn)象對電容電壓波動峰值估計的準(zhǔn)確性帶來不利影響。在功率變化動態(tài)過程中，電容電壓直流分量也隨之發(fā)生變化，直流電流上也存在較大的擾動。在采用三軸解耦控制方法時，可以利用內(nèi)環(huán)直流電流狀態(tài)量，在外環(huán)設(shè)計專門的子模塊電容電壓控制環(huán)節(jié)，實現(xiàn)直接的電容電壓控制。如圖8(b)中的仿真波形所示，子模塊電容電壓在各種運行工況下均可以運行在額定值。在功率變化的動態(tài)過程中，直流電流也得到了很好的控制，擾動遠(yuǎn)小于采用傳統(tǒng)dq解耦控制策略時，對直流系統(tǒng)帶來的影響也較小。

圖8 P/Q模式仿真波形 Fig.8 Simulation waveform of P/Q control mode

3.1.2Udc/Q控制模式

在柔性直流輸電系統(tǒng)中，用于控制直流線路電壓的換流站需要運行于Udc/Q控制模式，在直流側(cè)控制直流線路電壓為設(shè)定值，在交流側(cè)控制無功功率為設(shè)定值。當(dāng)采用傳統(tǒng)兩軸解耦控制時，通常如圖2所示設(shè)計直流電壓控制外環(huán)，通過d軸電流實現(xiàn)直流端口電壓控制。根據(jù)本文第1節(jié)的分析模型，對于d軸電流的控制實際上是在控制子模塊電容的充放電，所以在傳統(tǒng)控制方法中直流端口電壓的控制必然是伴隨子模塊電容充放電控制，這使其直流端口上存在等效電容效應(yīng)。雖然通常半橋MMC的直流端口電壓無需大范圍變化，但是在多端直流系統(tǒng)中參與多點電壓控制的換流站直流電壓也需要有一定的變化控制，而直流端口等效電容會對直流電壓控制的動態(tài)響應(yīng)速度帶來影響，并存在引起直流系統(tǒng)振蕩的風(fēng)險。

采用三軸內(nèi)環(huán)解耦控制時的控制框圖如圖9所示。當(dāng)MMC處于定直流端口電壓控制模式時，類似交流側(cè)的V/F控制模式，直流端口電壓控制環(huán)節(jié)無需經(jīng)過內(nèi)環(huán)電流進(jìn)行控制，直接將其作為直流內(nèi)電勢的給定即可。圖9中直流端口電壓外環(huán)通過包含前饋環(huán)節(jié)的PI控制器得到直流內(nèi)電勢參考值，可以實現(xiàn)直流端口電壓快速控制。由于無需再通過d軸電流控制直流端口電壓，因此內(nèi)環(huán)d軸電流可以轉(zhuǎn)為用于子模塊對電容電壓實現(xiàn)直接控制。無功功率仍然通過q軸電流進(jìn)行控制。

圖9 Udc/Q控制模式控制框圖Fig.9 Block diagram of Udc/Q control

在對Udc/Q控制模式進(jìn)行仿真研究時，由于直流線路電壓由MMC控制，因此如圖10所示直流網(wǎng)絡(luò)采用一個電流源模擬，電流源直流電流為3 125 A(額定直流電流)，其余參數(shù)仍為表1所示。

圖10 Udc/Q控制模式仿真電路Fig.10 Simulation circuit of Udc/Q control

對于Udc/Q控制模式的仿真結(jié)果如圖11示。系統(tǒng)在0.5～0.6 s間運行在額定工作點。直流電壓控制在額定值400 kV，直流電流保持為額定3 125 A。在1.0 s時將直流電壓指令由1.0 pu階躍調(diào)整為0.9 pu。圖11(a)為采用傳統(tǒng)兩軸解耦控制方法時的仿真波形。可以看出在采用傳統(tǒng)方法時，直流電壓的控制過程實際上就是子模塊電容電壓充放電的控制過程，直流電壓設(shè)定值的變化引起子模塊電容電壓的調(diào)整，而直流電壓則隨子模塊電容電壓變化而變化。圖11(b)為采用三軸解耦控制方法時的仿真結(jié)果。在采用三軸解耦控制方法時，子模塊電容電壓始終通過d軸電流控制為恒定，在直流端口電壓調(diào)整的動態(tài)過程中，并不需要子模塊電容電壓的變化，而是直接通過直流內(nèi)電勢的調(diào)整實現(xiàn)，可以實現(xiàn)直流端口電壓的快速變化，調(diào)整時間幾乎可以忽略。這一方面使直流端口電壓控制的動態(tài)響應(yīng)速度加快，另一方面由于去除了直流端口的等效電容效應(yīng)，也降低了與直流網(wǎng)絡(luò)之間發(fā)生振蕩的風(fēng)險。

圖11 Udc/Q控制模式仿真波形Fig.11 Simulation waveform of Udc/Q control mode

3.2 全橋MMC/混合MMC控制器設(shè)計及仿真

全橋子模塊可輸出正、負(fù)和零三種電平狀態(tài)，使全橋MMC和混合MMC的直流端口電壓具有大范圍可調(diào)能力，可調(diào)范圍與橋臂中全橋子模塊數(shù)量比例相關(guān)。直流端口電壓連續(xù)可調(diào)可以提高M(jìn)MC運行的靈活性，適應(yīng)不同應(yīng)用場合的需求，例如混合直流輸電、串聯(lián)直流輸電、直流故障電流主動清除、直流融冰等。當(dāng)直流端口電壓需要大范圍調(diào)節(jié)時，子模塊電容電壓仍需維持在額定值附近，傳統(tǒng)兩軸控制方法中直流端口電壓和子模塊電容電壓耦合的方式顯然無法適用，因此應(yīng)用三軸解耦控制方法將更為必要。

半橋MMC的各種運行控制模式也都適用于全橋/混合MMC，在控制策略的設(shè)計上也相同。全橋/混合MMC直流電壓可以大范圍調(diào)節(jié)，這使其運行模式相對于半橋MMC更為豐富。從直流端口電壓特性方面來看，可以直接運行于定直流電壓控制模式，實現(xiàn)直流端口電壓的大范圍調(diào)節(jié)，也可以運行于定直流電流模式，通過直流端口電壓控制直流線路電流。本小節(jié)將分別給出這兩種模式的控制器設(shè)計及仿真結(jié)果。

3.2.1 定直流電壓控制模式

在一些場合中，全橋/混合MMC需要工作在定直流電壓控制模式，此時的控制框圖與圖9相同，只是直流電壓可調(diào)范圍更大。對于此控制模式的仿真電路與圖10相同，MMC模型參數(shù)同表1，只是其中采用全橋子模塊。

全橋/混合MMC定直流電壓控制模式的仿真結(jié)果如圖12所示。系統(tǒng)在0.6 s前運行在額定工作點。直流電壓控制在額定值400 kV，直流電流保持為額定3 125 A。在0.6 s時調(diào)整直流電壓指令階躍下降為0.5 pu，如圖12所示采用三軸解耦控制方式可以快速實現(xiàn)直流電壓調(diào)整。由于直流電流保持不變，MMC直流輸入功率相應(yīng)下降。為了維持電容電壓恒定，交流有功電流下降。由于采用d軸電流對電容電壓進(jìn)行了直接控制，在整個過程中子模塊電容電壓直流分量始終運行于額定值。

圖12 定直流電壓模式仿真波形Fig.12 Simulation waveform of constant DC voltage control mode

3.2.2 定直流電流控制模式

對于串聯(lián)直流輸電系統(tǒng)中的定直流電流換流站、主動直流故障清除、直流融冰等應(yīng)用場合，全橋/混合MMC需要工作于定直流電流控制模式。定直流電流控制模式的控制框圖如圖13所示。在內(nèi)環(huán)三軸解耦控制中，直流電流為一個狀態(tài)變量，因此直接將直流電流參考值作為內(nèi)環(huán)直流電流控制的給定值即可。內(nèi)環(huán)d軸電流仍用于子模塊電容電壓的控制，內(nèi)環(huán)q軸電流仍用于無功功率的控制。

圖13 定直流電流控制框圖Fig.13 Block diagram of constant DC current control

采用了圖7所示的電路用于定電流控制模式的仿真研究，其中MMC的參數(shù)同表1，只是子模塊拓?fù)洳捎萌珮蜃幽K。MMC處于定直流電流控制模式，將直流線路電流控制在額定值3 125 A。直流網(wǎng)絡(luò)采用可變直流電壓源模擬，通過其電壓的調(diào)節(jié)模擬系統(tǒng)傳輸功率的調(diào)節(jié)。系統(tǒng)額定直流電流為3 125 A，額定直流電壓為400 kV。

定直流電流控制模式的仿真波形如圖14所示。在1.0 s前系統(tǒng)運行于額定狀態(tài)。0.6 s時直流電壓從400 kV下降至200 kV，模擬送端功率輸出下降。如圖14所示，由于定電流控制的作用，MMC直流電流始終維持在設(shè)定值。MMC直流端口電壓隨著送端電壓的下降相應(yīng)降低，以維持直流電流穩(wěn)定。由于直流側(cè)功率下降，d軸電流快速下降，從而維持電容電壓的穩(wěn)定。電容電壓在整個過程維持在額定值，不受直流側(cè)的影響。

圖14 定直流電流模式仿真波形Fig.14 Simulation waveform of constant DC current control mode

4 結(jié) 論

傳統(tǒng)兩軸解耦控制器的直流端口電壓和子模塊電容電壓控制是耦合的，使直流端口電壓的變化必須伴隨著子模塊的充放電變化，導(dǎo)致直流端口電壓控制動態(tài)響應(yīng)特性差，直流端口存在等效電容效應(yīng)并帶來直流系統(tǒng)振蕩風(fēng)險，以及子模塊電容電壓穩(wěn)態(tài)運行值與設(shè)計值存在偏差。本文提出MMC的內(nèi)環(huán)三軸解耦控制的概念，將上、下橋臂電壓之和作為可變的直流內(nèi)電勢，并將直流電流作為新的內(nèi)環(huán)狀態(tài)量，使內(nèi)環(huán)控制器包括d軸電流、q軸電流和直流電流等三個內(nèi)環(huán)狀態(tài)變量。作為第三軸的直流電流/直流內(nèi)電勢控制環(huán)節(jié)使直流端口電壓與子模塊電容電壓各自獨立解耦控制，可以解決傳統(tǒng)控制方法中的電容電壓偏差問題，避免直流端口電容效應(yīng)引起的振蕩效應(yīng)，并靈活適應(yīng)直流電壓需要大范圍調(diào)節(jié)的應(yīng)用場合。所提出的三軸解耦控制器保持了經(jīng)典的兩軸解耦控制器基本結(jié)構(gòu)，工程上也易于實現(xiàn)，具有較好的工程實用價值。針對半橋MMC和全橋/混合MMC，結(jié)合不同應(yīng)用場合需求，基于內(nèi)環(huán)三軸解耦控制器設(shè)計了多種外環(huán)控制方式。仿真結(jié)果表明，基于所提出的三軸解耦控制器，可以實現(xiàn)MMC直流端口電壓和電流的快速靈活控制，并同時實現(xiàn)子模塊電容電壓的穩(wěn)定控制。