級聯H 橋整流器直流側電壓平衡控制策略

盧 毅，巫春玲，鄭 晅，巨永鋒

（1.江蘇省交通工程建設局，江蘇南京 210000；2.長安大學電子與控制工程學院，陜西 西安 710064）

伴隨著第三代電力電子器件的不斷發展，電力電子變壓器在配電系統中的運用逐漸廣泛。通過電力電子變換技術以及中高頻變壓器將工頻信號轉換為高頻信號，實現電氣隔離和電壓等級變換等傳統牽引變壓器的功能，且具有諧波抑制、無功補償、故障自動保護、交直流能量管理等功能，其體積小、重量輕、效率高[1-5]。

電力電子變壓器的重要前置組成部分為級聯H橋整流器(Cascaded H-Bridge Rectifier，CHBR)。CHBR要實現兩個控制目標：實現單位功率因數整流和各級聯單元直流側電壓均衡[6-12]。如果CHBR 系統各單元直流側輸出電壓不均衡，會威脅系統的穩定運行和功率器件的安全工作，所以應進行電壓均衡控制，使系統能夠安全穩定的運行[13-16]。

文中對級聯H 橋整流器的直流側電容電壓均衡控制策略進行了研究，提出一種電容電壓均衡模塊化控制策略，該控制策略包括模擬控制單元和數字控制單元，模擬控制單元使用雙閉環控制，外環使用PI 控制，對直流側總電壓進行控制；內環使用滯環控制，實現功率因數校正功能。數字控制單元使用電壓平衡算法，實現各H 橋單元的輸出電壓平衡。仿真實驗驗證了所提控制策略的正確性和有效性，實現了各H 橋單元輸出電壓的平衡和對功率因數的校正。

1 整流器的工作原理

級聯H 橋整流器是由N個相鄰的H 橋單元相互串聯連接構成的，所以首先必須分析CHBR 中單個H 橋單元的工作狀態，定義開關函數Hi，在階梯波調制下，開關函數共有3 種輸出，每種輸出都對應該H 橋單元中各個開關的導通與關斷：

開關函數輸出為“0”，表示該H 橋單元上同一橋臂的上開關或下開關導通，其余開關關斷，此時直流側和交流側不進行能量交換；開關函數輸出為“+1”，則該H 橋單元的正對角線開關導通，其余開關關斷，相當于電源電壓既給直流側的負載供電，也給直流側的儲能電容供電；開關函數輸出為“-1”，表示負對角線開關，其余開關關斷，相當于H 單元負載側的儲能電容通過開關放電，同時供給H 橋單元所帶的負載，整個CHBR 系統中能量流動的方向為從負載側流向交流側；文中采取的調制方式為混合調制，開關函數增加了一種輸出“PWM”，其表示H 橋單元工作在高頻調制工作方式。此時各個開關的驅動信號由模擬控制單元和輸入電壓的符號共同決定。

2 系統的控制策略

2.1 控制策略整體概述

文中提出的CHBR 控制策略整體框圖如圖1 所示，由模擬控制部分和數字控制部分組成。

圖1 控制策略整體框圖

其中，模擬控制單元采用電壓電流雙閉環控制，同時產生PWM 信號；數字控制單元采用交換平衡法，并確定相應的開關函數H1到HN的輸出，進而調節直流母線上的電壓平衡，同時還生成與輸入電壓同步的方波信號至模擬控制單元，進而調節輸入功率因數。控制策略中必要的反饋信號是直流總線電壓Udc1～Udcn，輸入電壓為Vin，以及輸入電流Iin。在實際的控制器中，電壓信號需要通過A∕D 轉換器調節到適當的幅值再輸入控制器。使用霍爾傳感器對輸入電流進行測量，經A∕D 轉換后的值作為反饋信號用于電流控制回路中。

2.2 模擬控制單元

模擬控制單元的控制框圖如圖2 所示。

圖2 模擬控制單元的控制框圖

該模擬控制單元包含兩個控制環路：內環為電流控制回路，外環為電壓控制回路。電壓回路使用PI 控制，將直流母線的總電壓調節到設定值，比例積分控制的響應速度非常快，并且能夠做到無穩態誤差控制。在一些經典的控制方法中，運用PI 控制的輸出乘以輸入電壓的采樣值以產生基準正弦電流。

2.3 數字控制單元

數字控制單元的主要作用是維持各個H 橋單元直流側電容兩端的電壓平衡，數字控制單元所使用 的電壓平衡控制算法流程如圖3 所示。

圖3 數字控制單元算法流程

圖3中，電壓(V1,V2,V3,…,Vn)是各個直流母線電壓所在的單元，按升序排列。其中“0”、“+1”、“-1”或“PWM”，代表H橋單元的工作模式。如果Vin>0,Iin>0并且電壓區域為K，則按式（1）計算出電壓區域K：

然后將直流母線電壓進行升序排列，選擇直流母線電壓最低的K-1 個單元作為充電單元，處于“+1”模式,第K個單元處于PWM 模式，其余的處于“0”模式。以此類推，重復數字控制單元的電壓算法使得各個H 橋單元的輸出電壓平衡。

3 系統的參數設計

3.1 交流側電感參數設計

整流器交流測電感可以調節電源電壓與輸入電流的相位，抑制諧波，因此整流器交流測電感的選取非常重要。電感選取過大會降低對輸入電流的跟隨速度，從而導致電流內環響應速度變慢；電感選取過小會增加交流側輸入電流的諧波含量，對諧波的抑制不明顯。

電感的選擇需要滿足以下兩個條件：

式中，Udc為CHBR 系統輸出的直流電壓，Δimax為CHBR 交流側電感電流脈動的最大值，工程上一般取輸入電感電流中基波分量最大值的20%；Ts為H橋單元中功率半導體的開關周期；Im為CHBR 系統輸入電流的最大值；usm為電源電壓最大值。考慮文中的實際仿真模型，電感值最終取為10 mH。

3.2 直流側電容參數設計

直流側的電容可以起到濾波作用，抑制直流側輸出電壓的紋波含量，也可用作儲能電容，使交流側與直流側進行能量的流動等作用。直流側輸出電容參數的選取對系統直流電壓的跟隨性以及系統的抗干擾等性能有著非常重要的影響。由于H 橋單元直流側電容的充電和放電過程會對CHBR 中各個H 橋單元的輸出電壓產生一定的波動，所以可以使各H橋單元輸出的直流電壓的紋波含量為各H 橋單元輸出電壓額定值的1%，則可得：

結合文中實際仿真對象，確定直流側電容值為470 μ F。

3.3 巴特沃斯濾波器參數設計

為得到一個與輸入電壓同相位的正弦波，提供滯環控制所需基準正弦波的相位，實現對功率因數的校正，文中采取的控制策略是先由數字控制單元對輸入電壓進行采樣，根據輸入電壓的幅值與相位，得到一個與電源電壓同步且幅值近似為1 的方波信號，該方波信號輸出至模擬控制單元，經過濾波器濾波后，產生與方波信號同步的正弦波。基于文中所需的功能，選取的濾波器為巴特沃斯濾波器，該濾波器幅頻響應關系如下：

式中，ΩC、N、Ω分別表示轉折頻率、系統階數和頻率。巴特沃斯濾波器的主要特點是在其通帶內具有最大的平坦度，因此需要對該濾波器的類型及參數進行設計，即對巴特沃斯濾波器的階數與類型進行設計，考慮實際實現的成本與濾波器的響應性能，確定選用的濾波器為四階，濾波器類型為帶通濾波器，能夠滿足文中要求。

4 系統仿真及分析

4.1 仿真模型的建立

用于驗證文中控制策略的電路為一個容量為30 kW、十一階且帶有5 個串聯H 橋的中壓電壓變換器，輸入電壓頻率為50 Hz，峰值為2 694 V 的正弦波電壓，CHBR 輸出直流側的電壓為600 V，采樣頻率為3 kHz。使用Matlab∕Simulink 進行仿真驗證。仿真模型的整體電路如圖4 所示，該電路由主電路、H 橋驅動信號控制電路、PWM 邏輯控制電路、模擬控制單元和數字控制單元5 部分組成。

圖4 整體仿真模型

根據輸入輸出的要求和前述的參數設計要求，設定仿真電路參數如表1 所示。

表1 仿真電路參數

4.2 負載不平衡時的仿真結果

仿真過程中，令第一個、第五個H 橋負載為一組；第二個、第三個、第四個H 橋負載為一組，兩組中的負載分別相等，設置第一組和二組負載值不相等，以此模擬負載不平衡的狀態。

從圖5（a）的結果中可以看到，當各個H 橋單元所帶的負載不平衡時，每個H 單元的輸出電壓都像第一個H 橋單元，輸出電壓為額定值600 V。并且由于對直流側輸出的總電壓進行了無誤差的比例積分控制，從圖5（b）中的結果得出，直流側的輸出電壓符合設定值的要求，而此時系統的動態響應性能也非常好，可以證明理論分析的正確性。

圖5 負載不平衡的輸出電壓波形

4.3 輸入電壓驟降時的仿真結果

為了模擬實際過程中由于交流側的輸入電網電壓發生驟降時，各H 橋單元電壓上的變化，在仿真運行時，可以令輸入電壓的幅值在0.3～0.6 s 下降到額定電壓的一半，此時查看系統的仿真運行結果，如圖6所示。

圖6 輸入電壓發生驟降時的仿真波形

從圖6（a）、（b）中可以看出，由于系統的輸入電壓在0.3 s 時發生驟降，各H 橋單元的輸出電壓值暫時出現下降，直流側電壓下降的時間不到0.1 s 即上升到設定值600 V，暫態過渡時間小于0.1 s，動態響應速度非常快；當輸入電壓在0.6 s 幅值恢復到原來的幅值時，直流側輸出電壓上升，然而在不到0.03 s的時間內，下降到設定值600 V，從而達到穩態，暫態過程持續時間非常短。從圖6（c）中能夠得出，在0.3～0.6 s 輸入電壓發生驟降時，由于電壓的下降，使得輸入功率降低，為滿足負載的功率要求，必須增加系統的輸入電流，從而使系統的功率能夠繼續保持恒定。

從以上分析可以得出，文中控制策略在輸入電壓發生驟降時，不但能夠使得輸出電壓達到平衡，并且經過合適的參數整定，可以做到“快、準、穩”的控制性能。

4.4 運行過程中負載突變時的仿真結果

通過改變負載電阻來模擬這種情況下直流側H橋單元輸出的電壓。設定開關在0.5 s 時動作，使得負載發生改變。為使結果更具一般性，可同時對該過程中的輸出電壓與電流進行觀察，該情況下的仿真結果如圖7 所示。

圖7 運行過程中負載突變時的仿真波形

由于負載功率增加,為了維持直流側輸出電壓的穩定，需要對負載增加的H 橋單元輸入更多的電流，從圖7（a）中可以看出，在運行至0.5 s 時，第一個H 橋單元的負載電流由于負載的增加而增加，提供了負載所需的能量，從而穩定了輸出電壓。同時在運行至0.5 s 時，負載的增加使得直流側輸出的電壓在0.5 s 時下降，但經過控制策略的作用，在不到0.05 s 直流側輸出的電壓重新達到穩態，如圖7（b）所示，暫態過程非常短，與負載未增加前對比，此時的直流側電壓雖然有一定的下降，但在誤差允許的范圍內，可以認為此時的電壓是處于額定值的。從圖7（c）中可以對比負載增加前后輸入電流的變化，負載增加后，輸入電流的幅值是增加的，從能量角度分析，當輸入電壓沒有發生變化時，輸入電源根據負載的需要，向系統輸送了更多的能量，以維持系統的穩定，增加的能量分配到了增加的H 橋單元，從而維持了H 橋單元輸出側電壓的穩定。

4.5 功率因數校正結果分析

文中所提出的控制策略對功率因數的校正能力，可以通過驗證輸入電壓與輸入電流波形的同步性來分析功率因數是否為1 來實現。在負載不平衡時、輸入電壓發生驟降時、運行過程中負載發生突變時3 種情況下功率因數校正的結果如圖8 所示。

圖8 3種情況下的功率因數校正結果

從圖8（a）中可以看出，功率因數也經歷了從暫態到穩態的過程，在0.2 s 之前，功率因數處于暫態過程，其結果是變化的，該段時間表示了系統啟動時的變化，由于交流側電感的原因，在該暫態過程中，功率因數小于1，在控制策略的作用下，經過滯環控制的校正功能，當系統達到穩態后，功率因數調整為1，即單位功率因數。

從圖8（b）中看出，功率因數經歷了暫態過程到穩態時，功率因數基本保持單位功率因數不變；當0.3 s 輸入電壓發生驟降時，可以看到此時的功率因數是基本不變的，也證明了在控制策略的作用下，系統的抗干擾性能非常好，在擾動的情況下，能夠維持系統的功率因數始終為單位功率因數；當輸入電壓在0.6 s 恢復為原來的幅值時，比例積分控制的滯后性使得系統進入暫態，功率因數由于受到輸入電壓的擾動，暫態過程中數值有所下降，當經過控制策略的調整，功率因數逐漸增加，到穩態時，功率因數恢復為單位功率因數。

從圖8（c）中可以看到，當0.5 s 負載發生突變時，功率因數數值稍微有波動，有輕微下降，但是在很短的時間內，立刻恢復穩定，整個過程中，功率因數波動極小，恢復時間極短，在文中控制策略的作用下，系統的穩定性非常好，抗干擾能力非常強。

5 結論

電力電子變壓器的重要前置組成部分—級聯H橋整流器，其直流側輸出電壓的均衡控制，對系統的穩定運行和功率器件的安全工作至關重要。為實現級聯H 橋整流器各H 橋單元的直流側電壓的平衡，文中提出一種電容電壓均衡模塊化控制策略，該控制策略包括模擬控制單元和數字控制單元，模擬控制單元使用雙閉環控制，外環使用PI 控制，對直流側總電壓進行控制；內環使用滯環控制，實現功率因數校正功能。數字控制單元使用電壓平衡算法，實現各H 橋單元的輸出電壓平衡。仿真實驗證明了文中提出的控制策略的正確性和有效性，實現了各H 橋單元輸出電壓的平衡和對功率因數的校正。