一款2.5 A 電流模式Buck 型DC-DC 的研究與設計

趙鵬

（榆林學院 信息工程學院，陜西榆林 719000）

在如今的互聯網時代，各類電子產品正悄無聲息地改變著人們的生活[1-4]。一個電子產品系統由不同功能的芯片構成，而能讓它們正常工作的核心器件就是電源管理芯片，其將電源電壓轉換為不同的電壓，為每個芯片提供工作電壓。目前，電子產品的續航時間越來越長[5-9]，長時間的續航必然要求其電源管理芯片盡可能提高工作效率，降低損耗[10-13]。因為電子產品很多都是蓄電池供電，故如何設計一款高性能的電源管理芯片和對電源管理芯片進行優化并提高其整體性能，成了世界范圍內一個重要研究課題。

文中設計了一款寬輸入范圍、大負載電流的降壓型DC-DC 電源管理芯片。其采用PWM 方式對MOS 功率管進行控制，通過內部補償電路的設計，可有效減少外部器件使用。針對DC-DC 輕載時效率較低的問題，通過分析功率管效率模型，提出了一種靈活的頻率切換方法來提升效率[14-16]。系統默認設置3 種頻率，通過對負載電流的檢測與分級來選擇合適的系統頻率。負載較輕時，選擇最低的頻率；負載較重時，考慮到輸出紋波的控制，選擇較高的頻率。通過這樣的檢測、分級與選擇，在全負載范圍內兼顧紋波的同時，較好地提升了工作效率。

1 電路原理

文中所設計的降壓型DC-DC 芯片總體框圖如圖1 所示。

圖1 芯片整體結構框圖

整個電路主要由誤差放大器、比較器、控制電路和電阻、電感等組成。電路工作時，輸出信號VOUT經過分壓電阻產生反饋信號Vfb。首先，Vfb與基準電壓Vref進行差值放大，所產生的輸出ERR 信號是一個連續變化的模擬量。根據兩個輸入信號差值的大小不同，ERR 信號或大或小。然后，ERR 信號再與一個固定頻率的三角波進行比較，產生與三角波頻率相同的矩形波。這個矩形波的占空比與ERR 信號的大小相關，當ERR 信號較大時，輸出的矩形波高電平時間較短；當ERR 信號較小時，矩形波的高電平時間較長。最后，比較器的輸出再接入RS 鎖存器的復位端，用來調節S 端方波的占空比，鎖存器S 端接入的是和三角波頻率相同的方波。最終，鎖存器的輸出信號VOUT 則是經過調節而生成的不定占空比的矩形波，經過驅動后，用來控制開關功率管的導通與關斷。功率管的導通和關斷又將使VOUT 產生變化，從而進行下一個周期的調節。整個過程處于一個動態平衡之中。

2 主要電路設計

2.1 誤差放大器設計

誤差放大器的結構如圖2 所示。采用折疊共源共柵放大器，輸入信號分別是反饋信號Vfb和一個固定的基準信號Vth。M15、M16、M17、M18 和M1、M3均為偏置電路，Ib為偏置電流，其值為6 μA。R1、R2和R3的作用是調節共源共柵MOS 管柵壓，以確保其過驅動電壓滿足MOS 管工作在飽和區。M2 和M4 為運算放大器的尾電流源，為放大器提供穩定的電流。若無M2 和M4 兩個偏置電流源，當放大器的輸入共模電平變化時，兩個共源共柵支路的偏置電流也會發生相應變化，這樣輸出共模電平也會隨之變化，從而導致放大器進入非線性工作區。M2 和M4的作用就是提供一個恒定的電流，使共源共柵支路電流保持恒定，輸出共模電平不隨輸入共模電平的變化而變化。M5 和M6 為差分輸入對管，為保證匹配性，其寬長比相同，其將差分輸入電壓轉換為差分輸入電流。M13 和M14 的尺寸決定著對應支路電流的大小，M7 和M8 構成自偏置電流鏡，M9、M10 和M11、M12 是兩組電流鏡。

圖2 誤差放大器結構

2.2 比較器設計

比較器結構如圖3 所示。比較器用來比較梯形波和誤差放大器的輸出信號。將NMOS 管作為輸入對管，可以提供較高的輸入跨導，有利于提高運放的直流增益。M6 為尾電流源，用于提供穩定的電流。M1、M2 為電流源，M3、M4 為運放的差分輸入對管，M7、M8 為運放的第二級，M9、M10 和M11、M12 構成兩級反相器。當INN 端電壓大于INP 端的電壓時，M3 導通程度大于M4，M3 電流大于M4 電流。M3 電流由M1 鏡像到M2，使M2 的漏電壓升高，M7 趨于截止區，M7 漏電壓接近于0，經過兩級反相器，比較器輸出低電平。當INN 端電壓小于INP 端電壓時，情況則相反。其中INN 端為誤差放大器輸出信號ERR，INP 端為電流檢測信號與振蕩器信號疊加后的信號，其產生電路如圖4 所示。

圖3 比較器結構

圖4 INP梯形波產生電路

Vb1與Vb2是偏置電壓，Vslope為斜坡電壓信號，其經過M5 輸入到Q1，后經過電阻R1轉換為斜坡電流，斜坡電流通過M2 鏡像到M3，與檢測信號SSS 在電阻R2上完成電流疊加并形成電壓加到M7 的柵極。M6 和M7 構成PMOS 源極跟隨器，故輸出電壓為抬高一個固定數值的電壓跟隨信號SUM。

3 系統仿真

用spectre 對電路進行設計,負載為1 Ω，輸入電壓范圍仿真結果如圖5 所示。從圖中可以看出，當輸入電壓分別達到5 V 與23 V 時，輸出電壓均可以穩定達到2.5 V。由于5 V 電壓較為常用，故芯片實際驗證的輸入范圍為5～23 V，滿足系統要求。

圖5 輸入電壓范圍仿真

輸出電壓負載調整率是指流經負載的輸出電流發生變化，對應輸出電壓變化的百分比。負載調整率表示著負載變化時輸出電壓的穩定程度，該指標越小越好：

模擬負載的變化情況，負載電流在一個周期內從1.5 A 跳變到2.5 A，對輸出電壓進行瞬態掃描，結果如圖6 所示。

從圖6 中可以看出，電流從1.5 A 跳變到2.5 A時，輸出電壓最大值為2.666 V，最小值為2.314 V，由式（1）得到該芯片的負載調整率為8%∕A，滿足系統要求。

圖6 負載調整率仿真

4 效率改進

對于DC-DC 來說，損耗主要是功率管的損耗（電感的損耗相比可以忽略），其等效模型如圖7 所示。

圖7 功率管等效模型

由于功率管在控制信號作用下導通和關斷，故可將功率管等效為一個開關、一個電阻及開關電容，則功率管上的損耗可分為開關損耗、電阻損耗和電容損耗。同時，電感的等效模型可以看成由一個理想電感及一個和頻率相關的ESR 等效串聯電阻構成。為分析簡便，其他損耗忽略不計，故DC-DC 的工作效率可由式（2）表示：

功率管上的損耗主要由開關損耗和導通損耗構成。所謂開關損耗，是指功率管在導通和關斷的瞬間，其兩端的電壓及電流由于變化而產生一定的交疊時間，這一交疊時間所產生的損耗，其中大部分是電流電壓的交疊損耗。而導通損耗則不同，它僅存在功率管導通時，由于功率管導通時存在一定等效阻抗，所以只要功率管上有電流流過，就會存在導通損耗。開關損耗和導通損耗是功率管最主要的損耗，基本決定了整個DC-DC 系統中的整體損耗。

交疊損耗主要為功率管導通和關斷過程中的損耗，由式（3）表示：

fSW為系統頻率，tcross為電流與電壓的交疊時間。同時，功率管的寄生電容損耗由式（4）表示：

故功率管總開關損耗由式（5）表示：

功率管的導通損耗由式（6）表示：

故功率管總損耗如式（7）所示：

電感上的損耗主要與電感寄生的等效電阻相關Rf，可由式（8）表示：

從式（7）可以看出，功率管的損耗和系統的頻率成正比，故要減小功率管損耗，減小其系統頻率是可行的方法。故文中提出了一種頻率切換的方法來減小功率管損耗，從而提高效率。頻率切換的原理是根據負載電流大小的不同進行頻率切換，實現在較大負載電流范圍內效率的提升。頻率切換并不需要增加額外電路模塊，而是通過檢測出負載電流大小而相應改變振蕩器充電電流大小，從而實現振蕩器頻率切換。其原理如圖8 所示。

圖8 頻率切換原理

如圖8 所示，I1～I3是3 個依次增加的恒定電流，用于將負載分級。通過串接在開關管上的檢測電阻，檢測負載電流變化，通過電流比較器將檢測到的電流值定位到不同等級，從而產生不同的控制信號控制MOS 管M1～M3 導通，而M1～M3 的導通個數則決定著電流I0的大小。電流I0是振蕩器的充電電流，電流越大，振蕩器的充電速度越快，頻率越高。例如，當負載電流較小時，通過檢測分級，只選擇M1 管導通，則振蕩器的充電電流由流過M1 管的電流決定，此時電流較小，頻率較低；在負載電流較大時，通過檢測分級，可選擇M1、M2、M3 同時導通，此時振蕩器的充電電流為三路電流之和，振蕩器的頻率就會變高。這樣便可實現根據負載電流的大小而產生不同系統頻率的目的，進而在較大負載電流范圍內實現效率的提升。

5 結果驗證

將輸入電流I1～I3分別設置為100 mA、500 mA、1.5 A，振蕩器頻率分別設置為80 kHz、340 kHz 和500 kHz。通過檢測電路，當負載電流低于500 mA時，系統選擇80 kHz 頻率；當負載電流介于500 mA與1.5 A 之間時，系統選擇340 kHz 頻率；當負載電流大于1.5 A 時，系統選擇500 kHz 頻率，仿真結果如圖9 所示。

圖9 不同電流情況下的頻率跳變

圖中第一條曲線表示根據檢測到的不同負載電流而產生振蕩器的不同充電電流；第二條曲線和第三條曲線分別是不同的充電電流產生3 種不同頻率的三角波和矩形波。根據不同的負載電流及頻率，得到系統效率仿真結果，如圖10 所示。

圖10 效率仿真結果

從圖10 中可以看出，通過采取頻率切換的方法，不同負載電流下的效率都得到了提升。當負載電流小于500 mA 時，效率最多提升10%；負載電流在500 mA 至1.5 A 時，效率提升最高達2%；負載電流在1.5 A 至2.5 A 時，效率提升最高達0.5%。由此可見，系統實現了在較寬負載電流范圍內效率的提升。

6 結束語

文中設計完成了一款寬輸入范圍模擬控制的2.5 A 電流模式Buck 型DC-DC 電源管理芯片，該芯片采用同步整流技術，減小了額外的損耗。同時針對DC-DC 輕載時效率較低的問題，通過分析功率管損耗模型，提出了一種靈活的頻率切換方法來提升效率。電路在CSMC 0.25BCD 高壓工藝庫下，采用spectre 進行設計與仿真驗證，結果滿足系統要求。