適用于直流配網的故障自清除型電力電子變壓器

林林，黃梅，楊波，馮鑫振，王沁洋，鄧凱

(1.國網江蘇省電力有限公司南通供電分公司，江蘇 南通 226000； 2.中國電力科學研究院有限公司，南京 210003； 3.國網江蘇省電力有限公司檢修分公司，南京 211106)

0 引 言

近年來，隨著電力電子技術的不斷發展，光伏、風力發電等可再生能源滲透率不斷提高，LED照明、充電樁、變頻設備、以及泛在電力物聯網背景下各類通訊設施、數據中心等直流負荷的不斷增多，傳統交流配電網在轉換效率、電能質量、供電可靠性等方面面臨考驗愈發嚴峻[1-2]。直流配電系統相對于交流配網優勢明顯：輸電線路建設成本少、絕緣強度要求低、輸電損耗小、供電可靠性高，且不會受到頻率、無功等因素影響，引起了國內外眾多專家學者的廣泛關注，從經濟性分析、控制方式、拓撲結構、保護策略等多方面展開研究[3]。

基于電力電子變壓器(Power Electronics Transformer, PET)實現中壓交流至低壓直流轉換的直流配電結構是目前研究熱點方案[4]，采用模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter, MMC)接入中壓交流以獲取中壓直流，利用高頻隔離式DC-DC變換器以輸入串聯輸出并聯(Input Series Out Parallel, ISOP)形式轉為低壓直流，該結構既可實現電壓變換和電氣隔離，又具有控制靈活、可靠性高、經濟性強等優點[5-6]。然而，該方案電路拓撲中存在大量儲能電容及續流二極管，直流側發生短路故障后會引起電容放電及交流側短路，產生較大故障電流而損壞器件，因此直流故障后保護措施是亟需解決的難點之一，目前采取方案有改進換流器結構、跳交流側進線斷路器、故障限流、增加直流斷路器等[7]。

對前級MMC子模塊結構進行優化，利用儲能電容提供反電動勢關斷二極管、從而阻斷故障電流以實現故障自隔離是目前研究熱點之一。全橋型子模塊[8]、自阻型子模塊[9]增加了器件數量卻未提高模塊輸出電平數，加大系統控制復雜度、降低了經濟性。反向串聯雙子模塊結構[10]儲能電容在穩態工作情況下工作電壓不一致，影響了器件選型，且故障下僅單個電容參與自阻斷導致阻斷能力減弱。二極管箝位型子模塊[11]單位電平所需器件數量減少了，但同樣存在阻斷能力降低問題。類半橋-半橋混合型子模塊[12]控制復雜度降低且阻斷能力得以保證，但器件數量的增加提高了制造成本。

后級采用雙向全橋直流變換器(Dual Active Bridge, DAB)以ISOP形式構成的隔離式DC-DC拓撲，每個換流器輸入并聯儲能電容[13]。當中壓直流母線發生短路故障時，ISOP變換器需借助直流開關切斷電容放電通路[13-14]。文獻[15]將開關電容與DAB模塊組合可實現故障隔離，但功率無法雙向流動。文獻[16]提出了一種新型結構的電力電子變壓器拓撲，單個換流器由半橋并電容功率單元和隔離式全橋DC-DC變換器構成，具有故障隔離、雙向功率流動等特點，但開關器件數量的增加降低了系統可靠性和經濟性。文獻[17]提出對PET輸入側采用間接串接方式以實現故障自隔離，保證中壓側短路故障后PET電容無法形成放電通路，但輸入電容電壓應力顯著增加，且DAB變換器數量變化直接影響輸入直流電流脈動。

綜上所述，文中首先對MMC子模塊拓撲結構進行改進，實現故障電流自阻斷，且未增加器件數量及儲能電容電壓應力。隨后，對ISOP DC-DC變換器拓撲聯結方式進行優化，提出并詳細介紹了輸入側混合串聯方式，既可實現中、低壓側故障隔離，又能有效降低換流器輸入電容電壓應力及電感電流脈動，且可以縮短故障恢復后系統重啟時間。最后，通過Simulink軟件建立仿真模型，仿真結果驗證了新型拓撲的有效性及理論分析的正確性。

1 低壓直流配網結構

雙母線結構直流配電系統將直流電壓拆分為正負極實現母線對地壓差降低一半，并可根據負荷設備需求由不同母線提供供電電壓。文中所述的基于PET的直流配電網結構如圖1所示，中壓側交流轉中壓直流采用MMC結構，中壓直流轉低壓直流采用DAB以輸入ISOP形式構成的隔離式DC-DC拓撲；低壓側采用雙母線結構，為照明、直流電機等直流負荷直接供電，通信設備、儲能、電動汽車、光伏等負荷可通過隔離式DC-DC變換器接入母線，交流負荷、水力發電、風力發電等通過DC-AC逆變器接入母線。

直流配網直流側包括中壓直流和低壓直流兩個等級，故障類型可分為單極短路、雙極短路、單元件故障等幾種。單極短路故障影響范圍較小，不會出現接地電流，僅出現直流母線電壓偏置、兩極電壓差保持不變。而雙極短路故障則是較為嚴重短路故障，會引起快速放電[18-19]。因此，本文主要分析MMC-ISOP型PET工作原理，及中壓直流雙極短路后PET利用自身特點實現故障隔離技術。

2 故障自清除型MMC換流器

2.1 拓撲結構及其工作原理

中壓側直流母線發生雙極短路故障后，半橋型子模塊由于反并聯二極管的存在，交流母線經橋臂電抗器和反并聯二極管會與直流側故障點構成三相短路故障[8]，因此對常規半橋子模塊結構進行改進，利用二極管反向阻斷故障電流是有效解決方法之一。文中提出的阻斷型MMC子模塊拓撲結構如圖2所示，由四個全控器件S1-S4、兩個儲能電容C1、C2、四個二極管D1-D4組成，器件數量與兩個半橋結構子模塊保持一致。正常運行時存在2UC、UC、0、-UC四種狀態，多于兩半橋子模塊串聯后的電壓輸出，且兩個電容電壓均為UC，iSM為流入模塊電流，并設定箭頭方向為正方向。具體開關狀態如表1所示，其中0表示開關器件處于關斷狀態，1表示開關器件處于開通狀態。

圖2 自阻斷型子模塊結構示意圖

表1 子模塊工作狀態

模態1：此時iSM>0，當 S2導通時，電流通過S2本體和二極管D3形成回路；由于二極管D1和D4的反向阻斷作用，電容C1和C2無法充電或放電，模塊處于移除狀態，模塊輸出電壓為0；

模態2：此時iSM>0，電容C1和C2通過二極管D1和D3進行充電，模塊輸出電壓為2UC；

模態3：此時iSM>0，S2和S4導通，則電容C2通過S2和S4進行放電，電容C1由于二極管D1和D4的反向阻斷作用而無法充放電，模塊輸出電壓為-UC；

模態4：此時iSM>0，S4導通，則電容C1通過二極管D1和S4本體進行充電，電容C2由于二極管D3的反向阻斷作用而無法充放電，模塊輸出電壓為UC；

模態5：此時iSM<0，電流通過S3本體和二極管D2形成回路，電容C1和C2無法充電或放電，模塊處于移除狀態，模塊輸出電壓為0；

模態6：此時iSM<0，S1和S3導通，則電容C1和C2經過S1和S3進行放電，模塊輸出電壓為2UC。

表2所示為三種阻斷型子模塊拓撲比較分析，對比文獻[10]提出的反串聯型拓撲，輸出相同電平、器件數量一致的情況下，本文拓撲在子模塊電容電壓應力、參與故障阻斷電容數量方面存在優勢。

表2 多種 SM 拓撲優化結構的比較

對比文獻[12]提出的類半橋-半橋混合型拓撲，在子模塊電容電壓應力、參與故障阻斷電容數量一致的情況下，本文拓撲在輸出電平數量、器件數量方面存在優勢，可以降低系統損耗，保證經濟性和可靠性。

2.2 雙極短路故障自阻斷原理

直流配網中壓直流雙極短路故障影響區域包括MMC換流器及ISOP換流器區域，具體影響范圍及結構與拓撲結構關系較大。針對MMC換流器，雙極短路時故障過程可分為兩部分，即未閉鎖時儲能電容短路放電階段、閉鎖后充電階段。

保護未動作前，換流器未收到閉鎖信號，仍處于工作狀態。在此階段，MMC型換流器各子模塊工作模態等由輸入交流電壓決定，共投入N個電容。在直流側雙極短路瞬間，故障狀態下工作示意圖及其簡化圖如圖3所示，MMC模塊上下橋臂中投入子模塊儲能電容、開關器件、相間交流電壓、橋臂電抗器串聯并形成放電回路。

圖3 未閉鎖階段極間短路故障示意圖

由文獻[20]可知，該過程中放電電流計算公式為：

(1)

式中iC為放電電流；UDC為中壓側母線電壓；C為子模塊電容值；L為橋臂電抗值；I0為穩態工作情況下中壓側直流電流值。從式(1)中可以看出，故障電流受電容電壓、橋臂電抗、故障前電流、放電時間等多個因素影響，且是二階欠阻尼振蕩過程、會在某個時間點到達最大值。因此，保護應有足夠靈敏性以確保在第一階段故障電流值較低情況下閉鎖，避免故障電流損壞開關器件。

當保護動作后，MMC換流器收到閉鎖信號并進入電容充電階段，如圖4(a)所示。

圖4 閉鎖階段電容充電示意圖

交流相間通過MMC子模塊二極管D2和D4、電容C1和C2、橋臂電抗器L形成充電通路，簡化電路如圖4(b)所示。此階段上下橋臂共2N個子模塊串聯，只要滿足電容電壓之和大于線電壓峰值UAB與電感電壓UL之和即可阻斷二極管導通，即：

(2)

由于在第一階段N個投入子模塊參與放電、但儲能電容殘存部分電壓US,N個非投入子模塊電容未參與放電、電容電壓保持為UC。由圖4可知，充電期間子模塊所有2N個儲能電容均參與，因此存在初始充電電壓UCS為：

UCS=N(UC+US)

(3)

若初始電壓值UCS較高則充電較快結束，充電完成后利用反壓阻斷二極管導通，實現故障隔離。充電時間較反串聯型[10]、二極管鉗位型[11]拓撲N個儲能電容參與將減小，故障電流阻斷能力相對得到提升。

3 混合串接型ISOP變換器

3.1 拓撲結構及其工作原理

將多個DAB變換器通過ISOP形式連結既可實現中壓直流轉化為低壓直流，又起到中、低壓側電氣隔離作用。常規DAB變換器間接串聯可實現故障隔離效果，且無需增加額外開關器件數量。由文獻[14]可知，當DAB變換器間接串聯且采用50%固定占空比移相控制時，單個變換器輸入電容電壓UCN為：

(4)

式中UDC為中壓側直流電壓；n為DAB換流器數量，由此可知采用常規DAB變換器間接串聯拓撲的輸入側電容電壓應力是直接串聯拓撲DAB換流器的2倍，會影響器件選型、增加系統成本和損耗。針對此，本文提出采用混合式串聯拓撲，在不額外增加開關器件前提下，即可以有效降低電容電壓應力，又不影響PET可靠性和故障穿越能力，如圖5所示。

圖5 混合串聯型ISOP拓撲

在圖5中，間接串接型和直接串接型DAB變換器數量分別為n1和n2，則輸入電容電壓UCN、UCT與中壓側直流電壓UDC之間存在的關系如式(5)所示：

(5)

為保證DAB換流器各模塊輸入電容電壓一致，即UCN=UCT=UCL，則可得出兩種串接形式模塊數量、電容電壓等數學關系：

(6)

由于采用混合串接方式，n1和n2均大于零，即n1+2n2>n，因此可以有效降低單個換流器輸入側電壓應力。由文獻[17]可知，間接串接方式下采用交錯移相控制方式時，ISOP換流器輸入側電感電流IL最大脈動為：

(7)

式中T為單位周期；m為特定周期內投入模塊數量。當間接串接換流器數量為偶數時，采用移相控制方式后m=0.5n，此時換流器輸入側電感電流紋波為零；但間接串聯模塊數量為奇數時電感兩端存在電壓會引起電流脈動。采用混合串接方式后，直接串聯形式DAB模塊n2的輸入電容時刻投入，間接串聯模塊n1投入數量時刻變化，此時ISOP換流器輸入側電感電流IL最大脈動為：

(8)

對比式(7)和式(8)所示電感電流脈動值，混合串接型拓撲電流脈動顯著低于間接串接型，且可靈活配置常規串聯模塊數量以保證間接串聯為偶數，理論上保持電感電流為零，提高系統可靠性。

3.2 故障隔離工作原理

當中壓側直流發生雙極短路，同樣存在未閉鎖時儲能電容短路放電階段、閉鎖后故障隔離階段，如圖6所示。未閉鎖階段，開關電容型DAB換流器的開關器件SC1、間接串聯DAB投入模塊的開關器件S1處于導通狀態，輸入側儲能電容可通過開關器件本體形成串聯回路向故障點釋放能量。

圖6 雙極短路時DAB模塊工作示意圖

當保護動作后閉鎖換流器所有開關器件，由于反并聯二極管的阻斷作用，各變換器模塊輸入側儲能電容無法形成放電通路，實現故障隔離。相對于常規直接串聯型ISOP變換器，混合串聯型拓撲快速閉鎖將在輸入側儲能電容上殘存電壓，可縮短故障消除后系統重啟時間。

4 仿真分析

為驗證前述變換器拓撲工作原理分析準確性，利用MATLAB仿真軟件搭建圖1所示的MMC-ISOP直流配電網模型，為簡化分析，低壓側負載采用純電阻負載，系統仿真參數詳見表3。

表3 系統仿真參數表

圖7所示為穩態情況下MMC換流器及混合串接型ISOP變換器拓撲仿真波形圖，其中直接串聯開關電容型DAB變換器數量為7個，間接串聯型數量為2個。在圖7(a)中，MMC換流器約0.5 s后進入穩定工作狀態，中壓側直流母線極間電壓穩定在20 kV，輸入交流相電流峰值為25 A，阻斷型MMC子模塊電容電壓均穩定在5 kV，為中壓直流母線電壓的1/4，電容電壓應力與全橋型子模塊相同。

在圖7(b)中，ISOP變換器輸出極間直流電壓為750 V，直接串聯的開關電容型DAB變換器各模塊輸出電流為50 A；兩個間接串聯DAB變換器采用移相控制交錯導通，輸出功率為開關電容型變換器一半，因此各個模塊輸出電流為25 A，仿真結果與理論計算值保持一致。

圖7 穩態情況下換流器仿真波形圖

為驗證采取混合串聯方式可有效降低輸入電感電流脈動及各模塊輸入側電容電壓應力，對9模塊DAB換流器間接串聯和混合串接進行對比。圖8(a)所示為9個常規DAB換流器采用移相控制并間接串接仿真結果，穩態情況下每個DAB換流器輸入電壓為4 400 V，電流脈動約0.4 A。

圖8(b)所示為7個開關電容型DAB和2個常規DAB換流器混合串接仿真結果，穩態情況下每個DAB換流器輸入電壓為2 500 V，電流脈動基本為0，輸入電容電壓應力和電感電流脈動均明顯低于間接串接方式，仿真結果驗證了前述分析的準確性。

圖8 穩態情況下ISOP變換器輸入電壓及電流仿真波形圖

圖9所示為中壓側直流發生雙極短路故障仿真波形圖，1.5 s時故障發生，200 μs后保護動作閉鎖MMC換流器及ISOP變換器，200 ms后故障消失，換流器重新啟動。在圖9(a)中，故障發生后中壓側直流母線極間電壓從20 kV瞬時變為零，由于保護快速響應而閉鎖MMC換流，第一階段子模塊電容放電時間短且未發生大幅跌落仍保持5 kV左右。閉鎖后進入第二階段，由于4個串聯電容電壓之和約為20 kV，高于交流電壓峰值形成反壓，反向電壓阻斷二極管而阻斷故障電流通路。

在圖9(b)中，保護動作后ISOP變換器閉鎖開關信號，由于二極管反向阻斷實現中壓側直流母線故障與電壓側輸出隔離。因儲能電容的存在而使得輸出低壓直流母線電壓、各個DAB模塊輸出電流逐漸跌落至0，故障消除后ISOP換流器重新恢復正常工作狀態。

圖9 中壓側雙極短路故障情況下仿真波形圖

圖10所示為不同保護動作時間下MMC換流器及ISOP換流器響應仿真波形圖。圖10(a)所示為500 μs后保護動作仿真波形圖，閉鎖前投入的MMC子模塊電容電壓跌落值約200 V，中壓側直流電流沖擊約150 A。閉鎖后電容電壓保持不變，反壓阻斷二極管導通實現故障隔離，中壓側直流電流降為0。由于保護動作時間較長，開關電容DAB模塊輸入電容放電后電壓跌落約2 000 V，間接串聯DAB模塊由于交替投入運行而電壓跌落至約1 000 V，閉鎖后二極管阻斷電容放電通路而隔離故障，電容電壓保持不變。故障消除后恢復解鎖運行，ISOP換流器約250 ms重新進入穩定工作狀態。

圖10(b)所示為故障發生200 μs后保護動作仿真波形圖，閉鎖前投入的MMC子模塊電容電壓跌落值約為10 V，中壓側直流電流沖擊約40 A，閉鎖后電容反壓阻斷二極管導通實現故障隔離，直流電流降為0。開關電容DAB模塊輸入電容在閉鎖前形成串聯放電通路，電壓跌落約400 V，間接串聯DAB模塊由于交替投入運行而電壓跌落至約200 V，閉鎖后由于二極管阻斷作用電容電壓保持不變。故障消除后ISOP變換器恢復解鎖運行，約150 ms重新進入穩定工作狀態。

圖10 MMC換流器及ISOP換流器動態響應仿真波形

對比兩圖中可以看出保護動作時間越短，中壓側輸入直流電流沖擊越小，MMC子模塊及DAB換流器儲能電容電壓下降幅度越小。故障消失后，由于DAB換流器模塊輸入電容存在初始電壓而減小系統重啟時間，且初始電壓值越高啟動時間越短，與前述分析一致。

5 結束語

文章針對MMC-ISOP型直流配網雙極短路后故障電流隔離特點，提出了一種自阻斷型MMC子模塊拓撲，并介紹了混合串聯型ISOP變換器拓撲，利用Simulink仿真分析和驗證，形成結論如下：

(1)自阻斷型MMC子模塊拓撲未提高功率器件數量及儲能電容耐壓水平，未減少輸出電平狀態，且直流母線極間故障后全部儲能電容參與故障清除，保證換流器故障自阻斷能力；

(2)混合串聯型ISOP變換器拓撲，具有電容電壓應力低、電流脈動小等優點，可阻斷電容放電、實現故障自隔離，有利于縮短故障清除后換流器重啟時間。