氫燃料電池發(fā)電系統(tǒng)交錯(cuò)BOOST均流技術(shù)研究

胥 良，張 碩，彭根德

(黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院， 哈爾濱 150022)

0 引 言

隨著國民生活水平的提高，中國對綠色環(huán)保越發(fā)重視。氫燃料發(fā)電系統(tǒng)作為綠色能源的重要組成部分，得到了學(xué)者們廣泛關(guān)注。相較于其他傳統(tǒng)燃料電池，氫燃料電池的優(yōu)勢在于可以將化學(xué)能直接轉(zhuǎn)換為電能，中間沒有其他轉(zhuǎn)換過程，利用率較高。且受環(huán)境影響小，設(shè)備結(jié)構(gòu)簡單，安裝方便，設(shè)備起停速度快，工作過程穩(wěn)定可靠，利用這一優(yōu)點(diǎn)可以為電網(wǎng)提供實(shí)效的電能增減。氫燃料電池使用的燃料為氫氣，氫氣資源儲量豐富，其化學(xué)反應(yīng)產(chǎn)生的產(chǎn)物為小分子的水，比燃煤發(fā)電系統(tǒng)更加環(huán)保。氫燃料電池的輸出特性與其連接的變換器有著密切關(guān)系，變換器是電能轉(zhuǎn)換的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，影響氫燃料電池能量轉(zhuǎn)換的整體性能，因此性能優(yōu)越的DC/DC變換器可以充分發(fā)揮燃料電池的優(yōu)越性。

然而氫燃料電池的輸出電壓較低，需要通過DC/DC變換器將其產(chǎn)生的低電壓轉(zhuǎn)換為與直流微電網(wǎng)匹配的高電壓后才能向外界輸送電能[1]。通過對氫燃料電池特性的分析，在氫燃料電池發(fā)電系統(tǒng)中DC/DC變換器應(yīng)具有寬輸入電壓范圍、穩(wěn)定輸出、低輸入電流紋波、較高的升壓比并具有良好的動態(tài)特性[2]。

當(dāng)DC/DC電路滿足較高的電壓增益時(shí)，需要開關(guān)器件承載較高的電流應(yīng)力。開關(guān)元件承載較高的電流應(yīng)力時(shí)會產(chǎn)生大量的熱量，降低變換器效率。嚴(yán)重時(shí)可能造成元件的損壞。為了降低開關(guān)器件的損耗且減小電流應(yīng)力，對DC/DC電路進(jìn)行并聯(lián)可以減小相應(yīng)的電流應(yīng)力，理想狀況下，并聯(lián)的變換器參數(shù)相同，電流會平均分配，但由于寄生參數(shù)存在差異，滿載時(shí)外特性斜率大的變換器輸出電流較大，輸出電流最大的變換器會率先達(dá)到保護(hù)電流閾值，引起誤操作，導(dǎo)致資源不能合理利用。綜上所述,采用并聯(lián)均流是變換器設(shè)計(jì)的重要環(huán)節(jié)。

1 交錯(cuò)BOOST結(jié)構(gòu)及分析

為了減小DC/DC變換器上開關(guān)管應(yīng)力，采用具備均流技術(shù)的交錯(cuò)并聯(lián)BOOST電路，如圖1所示。交錯(cuò)BOOST電路主要結(jié)構(gòu)包括直流源DC，兩只儲能電感L1、L2，2只開關(guān)管VT1、VT2，2只二極管D1、D2，輸出濾波電容C及負(fù)載電阻R[3]。交錯(cuò)BOOST拓?fù)洳捎?只BOOST進(jìn)行并聯(lián)，輸入電流被兩只BOOST變換器分配，其優(yōu)點(diǎn)在于可以充分的減小流過開關(guān)器件的電流。但即使是相同參數(shù)的2只BOOST變換器也不能使2只變換器的電流達(dá)到平均分配。在某些特點(diǎn)狀態(tài)下，2只變換器流過的電流差距懸殊，因此需對交錯(cuò)BOOST變換器進(jìn)行精準(zhǔn)均流，達(dá)到兩只變換器電流平均分配的目的。

圖1 交錯(cuò)并聯(lián)BOOST拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Interleaved parallel BOOST topology

首先對DC/DC電路的工作狀態(tài)進(jìn)行分析，Ug1和Ug2分別為交錯(cuò)BOOST變換器2個(gè)開關(guān)管的驅(qū)動電壓，iL1和iL2分別為2只電感上的電流，iL為交錯(cuò)BOOST整體輸出電流，交錯(cuò)BOOST電路脈沖時(shí)序圖如圖2所示。

圖2 交錯(cuò)并聯(lián)BOOST脈沖時(shí)序Fig.2 Interleaved parallel BOOST pulse timing

具體工作原理為：

工作過程1(0～T0)：當(dāng)Ug1施加驅(qū)動信號時(shí)，開關(guān)管VT1導(dǎo)通，電流流向?yàn)镈C—L1—VT1，電感L1儲能并且電流iL1增大。Ug2無脈沖信號，開關(guān)管VT2關(guān)斷，工作過程DC—L2—D2—負(fù)載，如圖3(a)所示。

工作過程2(T0～T1)：Ug1和Ug2此時(shí)都沒有驅(qū)動信號，開關(guān)管VT1和VT2全部關(guān)斷，此工作過程為DC—L1/L2—D1/D2—負(fù)載，直流電源和電感的能量同時(shí)向負(fù)載輸出，如圖3(b)所示。

工作過程3(T1～T2)：當(dāng)Ug2施加驅(qū)動信號時(shí)，開關(guān)管VT2導(dǎo)通，電流流向?yàn)镈C—L2—VT2，電感L2儲能并且電流iL2增大。Ug1無脈沖信號，開關(guān)管VT1關(guān)斷，工作過程DC—L1—D1—負(fù)載，如圖3(c)所示。

工作過程4(T2～T3)：Ug1和Ug2此時(shí)都沒有驅(qū)動信號，開關(guān)管VT1和VT2全部關(guān)斷，此工作過程為DC—L1/L2—D1/D2—負(fù)載，直流電源和電感的能量同時(shí)向負(fù)載輸出，如圖3(d)所示。

圖3 交錯(cuò)BOOST工作原理Fig.3 Working principle of interleaved BOOST

2 交錯(cuò)BOOST均流方案比較

傳統(tǒng)的并聯(lián)均流方式根據(jù)場合及DC/DC電路參數(shù)的不同主要分為平均電流法和最大電流法，分別有其優(yōu)勢但也存在著顯著性的不足，對其原理進(jìn)行系統(tǒng)性的分析如下：

如圖4所示，平均電流法主要通過檢測母線電流與母線電壓，當(dāng)母線電流不為零時(shí)，母線電壓Ub與電流放大器輸出電壓作比較后，經(jīng)過均流控制器變?yōu)閂c，調(diào)節(jié)電壓誤差放大器，得到Vf，Vf與反饋電壓Vout做比較后，通過誤差電壓來控制開關(guān)管占空比，實(shí)現(xiàn)均流[4]。

圖4 平均電流法Fig.4 Average current method

如圖5所示，最大電流法主要捕捉直流母線的最大電流，此結(jié)構(gòu)會將其中一個(gè)并聯(lián)的模塊作為主模塊，另一個(gè)作為從模塊，最終實(shí)現(xiàn)均流[5]。與平均電流法相比，用二極管替換電阻，利用二極管的單向?qū)ㄐ裕茨骋荒K電源輸出電流最大時(shí)，二極管才能導(dǎo)通，此時(shí)電流放大器輸出電壓最大，母線電壓Ub與其做比較后，通過誤差信號調(diào)節(jié)開關(guān)管占空比。

圖5 最大電流法Fig.5 Maximum current method

3 并聯(lián)均流控制策略

平均電流法的均流結(jié)果相對準(zhǔn)確，但當(dāng)直流母線出現(xiàn)短路時(shí)，短路電流很大，會瞬間引起DC/DC電路產(chǎn)生很大的沖擊造成系統(tǒng)故障。最大電流法的優(yōu)點(diǎn)主要是具備一定的抗干擾能力，但一個(gè)二極管的壓降會給系統(tǒng)整體造成誤差，使均流精度一定程度上受到干擾。針對上述問題提出一種新型主從雙環(huán)并聯(lián)均流控制策略，結(jié)合PID算法實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)均流。

新型主從雙環(huán)控制器結(jié)構(gòu)如圖6所示。首先檢測直流母線電壓Vout，與設(shè)定的參考電壓Vref作比較得到誤差信號，經(jīng)過PI環(huán)節(jié)后調(diào)節(jié)BOOST1開關(guān)管的脈沖寬度形成電壓閉環(huán)，然后分別檢測BOOST1及BOOST2的直流電流，將BOOST1的電流作為給定值i1和BOOST2的電流i2進(jìn)行比較，將誤差電流信號經(jīng)過PI環(huán)節(jié)后調(diào)節(jié)BOOST2的電流迫使BOOST2的電流跟隨BOOST1的輸出電流，形成雙環(huán)控制，達(dá)到均流的目的。其優(yōu)點(diǎn)在于實(shí)現(xiàn)簡單，且均流準(zhǔn)確，只需要將BOOST1作電壓閉環(huán)，然后BOOST2作為電流閉環(huán)即可。這樣電壓作為外環(huán)，電流作為內(nèi)環(huán)，實(shí)現(xiàn)雙環(huán)控制。

圖6 新型并聯(lián)均流控制器Fig.6 Novel parallel current sharing controller

3.1 新型并聯(lián)均流核心控制算法

結(jié)合PID算法調(diào)節(jié)2只并聯(lián)模塊開關(guān)管的脈沖寬度，最終達(dá)到穩(wěn)壓并能精準(zhǔn)均流的目的。模擬PID控制策略的一般規(guī)律如式(1)所示。

(1)

式中：U(t)為并聯(lián)控制器輸出；e(t)為母線電壓和參考電壓或兩只并聯(lián)模塊的電流誤差；Kp為變換器比例系數(shù)；Ti為變換器的積分項(xiàng)系數(shù)；Td為變換器微分項(xiàng)系數(shù)。PID調(diào)節(jié)主要通過調(diào)節(jié)上述三個(gè)系數(shù)使變換器達(dá)到穩(wěn)定運(yùn)行的狀態(tài)[4]。

由于上述控制為采樣控制，只能根據(jù)采樣時(shí)刻的數(shù)據(jù)來調(diào)節(jié)，因此對式(1)進(jìn)行離散化處理，用數(shù)字形式的差分方程代替連續(xù)系統(tǒng)的微分方程 ，這時(shí)微分項(xiàng)和積分項(xiàng)可以表示為式(2)和(3)。

(2)

(3)

將式(2)和式 (3)代入式(1)，則可得到離散的 PID 表達(dá)式：

P(K)=

(4)

式中：E(K)為K次采樣的誤差值；E(K-1)為K-1次采樣的誤差值；P(K)為第K次系統(tǒng)的輸出調(diào)節(jié)。 式(4)中只要確保采樣周期T足夠小，系統(tǒng)便可以得到一定的精度[5]。

4 仿真建模與波形分析

以50 kW氫燃料電池組后級DC/DC變化為模型借助Simlink仿真軟件進(jìn)行模型搭建，其中輸入電壓DC 200 V，輸出電壓為500 V，輸出額定電流為100 A。未采用均流技術(shù)的交錯(cuò)BOOST輸出電流如圖7(a)所示；采用新型雙環(huán)并聯(lián)均流控制器的波形如圖7(b)所示。可見2個(gè)控制器電流基本相等。單BOOST以100 A電流輸入時(shí)電流波形如圖8所示，采用新型雙環(huán)并聯(lián)均流控制器的交錯(cuò)BOOST輸入電流如圖9所示，可見電流峰峰值明顯減小。采用新型雙環(huán)并聯(lián)均流控制器的交錯(cuò)BOOST輸出電壓如圖10所示，可見輸出穩(wěn)定電壓為500 V。

圖7 交錯(cuò)BOOST電感電流波形Fig.7 Interleaved BOOST inductor current waveform

圖8 單BOOST下輸入電流波形Fig.8 Input current waveform under single boost

圖9 交錯(cuò)BOOST下輸入電流波形Fig.9 Input current waveform under interleaved boost

圖10 交錯(cuò)BOOST下輸出電壓波形Fig.10 Output voltage waveform under interleaved boost

通過仿真結(jié)果分析采用新型雙環(huán)均流控制策略的交錯(cuò)BOOST，兩只BOOST輸出電流基本一致，大大減小了開關(guān)管的電流應(yīng)力，且采用新型雙環(huán)并聯(lián)均流控制策略的交錯(cuò)BOOST比單只BOOST以同樣電流輸出時(shí)峰值更小。具有更小的紋波電流。輸出電壓穩(wěn)定最大超調(diào)量不超過700 V，穩(wěn)定時(shí)間約為0.1 s。綜上所述，對交錯(cuò)BOOST采用新型雙環(huán)并聯(lián)均流控制策略可以更好的應(yīng)用到氫燃料電池發(fā)電系統(tǒng)DC/DC變換器上，充分發(fā)揮氫燃料電池的優(yōu)勢。

5 結(jié) 語

該文提出一種新型雙環(huán)并聯(lián)均流控制策略的交錯(cuò)BOOST，通過仿真驗(yàn)證，較好地解決了交錯(cuò)并聯(lián)BOOST中電流不一致的問題，輸入電流紋波小，滿足氫燃料電池發(fā)電系統(tǒng)對DC/DC變換的技術(shù)要求，實(shí)現(xiàn)了預(yù)期目標(biāo)。