聲發射傳感器電路設計及信號處理?

劉啟明 郭 濤 張程杰 古依聰 劉葉琦

（中北大學電子測試技術國家重點實驗室 太原 030051）

1 引言

材料受到應力作用下發生變形和斷裂，局域源快速釋放能量產生瞬態彈性波的現象稱為聲發射（Acoustic Emission，AE）［2］，有時也稱為應力波發射。聲發射檢測也是無損檢測的方法之一。這種檢測方法高效率，操作方便，在無損檢測中被廣泛使用。

針對一些設備的敏感結構（如鋼結構、飛機結構以及油罐底等），在受到外部環境（溫度、濕度、酸雨甚至外力）作用下，會直接影響到結構的組織性能，產生疲勞裂紋，進一步可能造成鋼結構的坍塌，產生嚴重的事故；如果能在第一時間發覺疲勞裂紋的萌芽、拓展，并且精確地定位損傷源，對于人身、財產安全將具備十分重要的意義。為了盡可能地把有用的信號給提取到，減少噪聲的干擾，應該首先對聲發射傳感器檢測的聲信號進行小波閾值降噪，再通過調理電路輸出，最后經處理器處理后送到上位機，對檢測結構進行嚴格把控。在此設計了一款通頻帶為50kHz～300kHz，增益為20dB、40dB和60dB可調的低頻聲發射前置放大器，對于之前所設計的調理電路進行優化處理。

2 前置放大器的電路設計方案

該設計的前置放大器電路主要涵蓋四個部分，包括：濾波部分，放大部分、電源部分，接口及輸出信號傳輸部分［3～4］；前置放大器是位于聲發射傳感器與主機之間銜接的一個重要的部分，可直接影響到后面主機對聲信號的處理，導致信噪比降低。濾波部分對無用的信號進行濾除，保留有限頻帶范圍的信號通過，提高信噪比；放大部分是聲發射電路設計的核心所在，直接影響著前置放大器電路的性能；電源部分負責對前置放大器整體進行供電；信號傳輸部分是指調理電路與聲發射傳感器和主機之間的傳輸。

2.1 濾波部分的電路設計

根據前置放大器的設計要求，通頻帶設置為50kHz～300kHz，增益為20dB、40dB和60dB可調；考慮到噪聲有絕大部分在低頻段范圍內，在此先利用低通濾波器把低頻的無用的信號給過濾掉。通過對幾種不同類型、不同階數的低通濾波器分析，最后選用了通帶內頻率響應曲線最平滑、通帶外衰減幅度大的巴特沃斯低通濾波器進行設計。本次選用了是四階壓控電壓源—Sallen-Key結構型巴特沃斯低通濾波器，設置截至頻率為350kHz，增益為1，電路如圖1所示。

圖1 Sallen-Key結構型巴特沃斯低通濾波器

在350kHz，對應的增益為-2.684dB，符合電路要求，電路仿真結果如圖2所示。

圖2 Sallen-Key結構型巴特沃斯低通濾波器仿真圖

在經過帶通濾波器對信號進行第二次濾波，把高頻無用信號濾除，進一步減少低頻信號噪聲的影響，選用帶通濾波反相衰減器電路，設置通帶范圍為50kHz～300kHz增益為1的帶通濾波電路，如圖3所示。

圖3 帶通濾波反相衰減器電路

在50.135kHz，對應的增益為-0.353dB，符合電路要求，電路仿真結果如圖4所示。

圖4 帶通濾波反相衰減器電路仿真

對計算出來值取標準值，則C1為11nF，C2為470pF，C3為27nF。在此，為了保持電路的穩定性，應使R3盡可能小，以避免負載問題。

2.2 放大部分的電路設計

根據設計要求，設置增益為20dB、40dB和60dB可調；對于單級放大，其性能通常很難滿足電路和系統的要求，并且對于共模信號的抑制能力存在局限性，直接影響到電壓放大倍數系統的穩定性。在此選用多級放大，第一節放大采用單端轉差分放大，第二節放大選用儀表放大器。

由于差分信號有較強的抗共模干擾信號［5］，并且適合長距離傳輸，符合本次設計要求，故在前置放大器前端設計一款單端轉差分電路，即傳感器輸出同相端輸入，反向端接地［6］；選用的是LMHTM系列的LMH6551器件，是一種高性能電壓反饋差分放大器。電路設計如圖5所示。

圖5 LMH6551單端轉差分電路

仿真結果如上，單位增益，VOCM=0，滿足條件，公式如下所示：

通過單端轉差分放大電路輸出的兩個信號（差分信號），該類信號如果通過一般的運算放大電路可能會產生更大的電噪聲，引入儀表放大器進行次級放大。

儀表放大器（IA）具備極高的共模和差模輸入阻抗、很低的輸出阻抗、精確和穩定的增益，以及極高的共模抑制比，在測量儀器等廣泛的應用。通過查詢相關數據手冊，同時比較了多個類型、型號儀表放大器，分別計算了各個型號放大器的自噪聲，最后選取了是德州儀器（TI）生產的儀表放大器作為放大電路的核心。本次選用了是INA823儀表放大器，增益為1dB～1000dB，最小增益時的帶寬為1.9MHz，涵蓋所要處理的放大信號，同時符合針對于儀表放大器高增益、高共模抑制比的設計要求；次級放大電路如圖6所示。

圖6 INA823儀表放大電路

一放對差模信號Ud加以放大，對共模信號Uc，Rg相當斷開，蛻變為電壓跟隨器，減輕了二放的共模抑制。Rf為50Ω，Rg電阻可調，結合單端轉差分電路，達到增益為20dB、40dB和60dB可調。電壓放大倍數公式如下：

2.3 電源部分

本次電源供電采用外接電源直接供電；濾波電路、單端轉差分放大電路和儀表放大器均是雙電源供電，對于正電壓，儀表INA823可供電范圍為2.7V～36V，在此統一和濾波電路、單端轉差分放大電路一致，設置成5V；本部分主要針對于負電源的設計，負電源可以通過變壓器獲得，也可以通過DC-DC電路獲?。磺罢呓Y構簡單，但其體積重量大，不易集成化，舍棄；本次設計采用的是TI具有反向降壓/升壓拓撲的TPS82130電源模塊降壓轉換器；電路設計如圖7。

圖7 電源配置電路

在3V～11.5V的輸入電壓以及在高達1.5A的電流下輸出-5V電壓，滿足設計要求。

2.4 接口及輸出信號傳輸部分

為了使輸出信號能夠可靠地進行傳輸，在調理電路與聲發射傳感器和主機之間選用高頻同軸電纜進行信號傳輸，選用了型號為GM5圓形高頻電連接器，適用頻率為DC-500MHz，螺紋連接鎖緊結構，具備避免接地干擾，體積小等功能，滿足設計要求。

同軸電纜是一種屏蔽電纜，有傳輸距離長、信號穩定的優點，并且在較大范圍內具有均勻不變的低損耗的特征阻抗，適用于從零頻率（直流）至甚高頻以至超高頻的頻段滿足要求［7］。接口類型選用與同軸電纜匹配BNC接口。

3 小波閾值去噪理論

鋼結構、飛機結構以及工業系統中的設備等，對其進行聲發射信號檢測過程當中，檢測現場會存在各種噪聲，所采集到信號很有可能會發生失真，甚至會被噪聲所淹沒［8］。通過小波閾值去噪，設置閾值，對含有各種噪聲進行處理，去噪后依然保留住了信號的特征，在信號分析上得到廣泛應用。小波閾值去噪原理如圖8所示［9］。

圖8 小波閾值去噪原理圖

由圖8可得，小波閾值去噪主要涵蓋三個步驟：

1）選定一種層為N的小波信號進行小波分解；

2）選合適的閾值，用閾值函數對各層系數進行量化；

3）處理過后，系數重構信號。

小于閾值的小波系數，經小波變化由信號產生，保留；大于閾值的小波系數，噪聲產生，去除。

3.1 小波基函數選取原則

小波基有不唯一性，并且不同的小波基涵蓋的數學特征也不同（包括：小波基的正交性、高消失矩、緊支性、對稱性、反對稱性等），所對應的小波閾值去噪的效果也不一樣［10］。根據實際要處理的信號，選擇合適的小波基函數進行閾值去噪，本次小波基函數選用了是coif2，無論在固定閾值設定方式降噪、小波包進行降噪，以及分層閾值設定方式降噪上，coif2的信噪比較db4高，均方根誤差較db4低；例如：db4/6層（分解層數）信噪比為8.0976，均方根誤差為0.3127；coif2/6層信噪比為8.287，均方根誤差為0.30599。

3.2 分解層數選取原則

根據不同的信號，在信噪比不同下會存在一個去噪效果較好或者接近較好的分解層數。分解層數的不同，會直接影響到小波閾值降噪的效果，分解層數的選擇在小波閾值降噪上起到了至關重要的作用。通常分解層數越高，對所有各層的小波空間的系數都進行閾值處理會造成信號的丟失，發生失真，消噪后的信噪比反而下降，與此同時，也會導致運算量加大，處理速率變慢等。分解層數過少，雖然信噪比提高了不少，但是消噪效果不理想，起不到消噪的作用。

3.3 小波閾值去噪的數值評價指標

聲信號進行閾值去噪后，用過引入信噪比（SNR）和均方根誤差（RMSE）兩個指標來對降噪效果分析和評價［11］，計算公式為

x(n)為聲發射傳感器輸出信號（即處理前信號），為處理之后的信號。

yi表示了是標準的原始信號，表示了是處理過后的估計信號。

3.4 實驗與結果分析

利用Matlab進行實驗，將通過固定閾值設定方式降噪、小波包進行降噪，以及分層閾值設定方式降噪，固定閾值設定方式包括：硬閾值去噪處理，軟閾值去噪處理，固定閾值后的去噪處理，極大極小值閾值處理［12］，下面將一一對被處理的聲信號進行驗證、比對。

綜合考慮小波基的數學特征，以及通過信噪比和均方根誤差兩個指標進行實驗驗證，最后選用coif2小波基函數進行小波閾值去噪。通過db4小波基和coif2小波基分別對聲信號進行分解層數為6層的小波閾值去噪，處理圖如圖9所示。

圖9 coif2與db4小波基小波閾值去噪結果

對應信噪比和均方根誤差如表1所示。

表1 coif2與db4小波基閾值去噪結果

通過以上小波基閾值去噪的結果顯示可知，coif2小波基均優于db4小波基。接下來通過分層閾值進行對所采集信號進行小波閾值去噪，本次采用coif2為小波基，分層數為3～9層，根據相應的層數，對閾值進行相應的調整，THR=［2，1，0.8，0.01，0.02，0.05，0.3，1，3］；分層閾值去噪結果如圖10所示。

圖10 coif2小波基分層閾值去噪結果圖

對應的每一層的信噪比和均方根誤差如表2所示。

表2 coif2小波基分層閾值去噪結果

利用全局閾值處理，多層分解進行小波閾值去噪，信噪比和均方根誤差如表3所示。

圖10（a）為原始數據與分層數為 3、4、5閾值去噪后的波形，圖10（b）為原始數據與分層數為7、8、9閾值去噪后的波形，以及圖9coif2小波基6層閾值去噪后的波形，可以看出從第6、7層分解后波形較原始信號及其他層波形變得更佳圓滑，毛刺少，比較完整地保留了原始信號的特征［13］；表2為小波分層閾值去噪結果，表3為小波全局閾值去噪結果，可以很明顯看出，分層閾值去噪無論是信噪比還是均方根誤差均優于全局閾值去噪，所對應的每一層也皆是如此，很好保留了原始信號的奇異性和特征性，體現了分層閾值降噪方式的優越性。

表3 coif2小波基小波全局閾值去噪結果分析

4 結語

本文針對聲發射傳感器惡劣的應用環境，以及聲發射傳感器輸出聲信號微弱的特點，對含噪信號進行小波閾值降噪，在全局閾值去噪的基礎上引出分層閾值去噪方式，解決了全局閾值去噪的一些不足，使其在信噪比和均方根誤差上均優于全局閾值去噪方式，具有更加優越的去噪性能。本文采用的調理電路信號傳輸是差分信號，與之前的單端輸入相比，不僅具備了較強的抗共模干擾的能力，而且適合長距離傳輸，提高了信噪比，為后面的信號處理奠定了堅實的基礎。