帶內全雙工水聲通信自干擾成分及信道特性分析

趙云江

（1. 中國船舶集團有限公司第七一〇研究所，湖北 宜昌 443003；2. 清江創新中心，湖北 武漢 430076）

0 引言

近年來，水下聲學技術已經被廣泛應用于海洋環境觀測、水下信息傳輸、導航定位等方面[1-2]。在傳統半雙工水聲通信系統中，通常利用通信信號幀結構中的同步信號或導頻對傳播信道進行估計，進而實現對期望信號的信道均衡等操作以提高通信系統穩健性[3-4]。而對于帶內全雙工水聲（In-Band Full-Duplex Underwater Acoustic，IBFDUWA）通信系統[5-6]而言，其關鍵問題在于如何實現自干擾抵消（self-interference cancellation，SIC），在該過程中信道估計的對象不是期望信號而是自干擾信號。

文獻[7]通過小型水池實驗首次給出了自干擾信道的幅度隨時延變化規律。文獻[8]在有限元模型的基礎上，結合1∶1比例工程樣機，通過仿真及實驗驗證了環路自干擾（self-loop interference，SLI）的復雜性，并獲得了實測的復雜自干擾信道。由文獻[8]可知，當發射換能器發射聲波后，聲波傳播到殼體并與其產生相互作用，部分能量將被殼體反射，而另外一部分能量將引起殼體受迫振動，這種由殼體振動產生的彈性波將散射到殼體周圍的水域中，并由近端接收端接收。同時，還將有一部分能量將通過繞射繞過殼體傳播到接收端，成為直達分量。直達聲波能量與彈性波能量組合疊加在接收端上，即是殼體影響下的環路自干擾信號。文獻[9]通過頻域穩態的仿真，同樣獲得了復雜的SLI信道。

可以通過上述分析得知，與關于自干擾信道建模的已發表文獻不同在于，以往研究沒有考慮到環路自干擾信號的復雜構成，沒有考慮到聲-固耦合后的散射波對SLI信號的影響。

為了進一步體現殼體材料對自干擾強度、傳播路徑復雜度的影響，以及不同接收端布置下接收到的自干擾信號成分差異，對水聲通信機殼體常用的6063-T83、316L制殼體材料進行仿真，通過更細致的對比得出材料及接收端布放位置對自干擾信號的影響。除殼體材料外，其他仿真參數（如發射信號等）配置與文獻[8]保持一致。所述帶內全雙工水聲通信節點簡化結構及其有限元模型如圖1所示。

圖1 帶內全雙工水聲通信節點簡化結構、其有限元模型及接收觀測點位置Fig.1 Simplified structure，finite element model and location of receiving observation points of IBFD-UWA communication modem

1 影響因素下自干擾信號波形對比與分析

為了直觀體現接收端布放位置對自干擾信號的影響，分別取發射端一處、常規接收端一處、殼體側面中心點一處；同時，為了清晰展示不同位置接收下自干擾信號波形細節，各個觀測點位置接收波形采用各自歸一化展示，與殼體等距離（10 cm）布放接收點進行對比，布放形式及波形幅度歸一化對比圖如圖2所示。不同材料，在不同時刻下不同位置接收波形對應殼體附近聲壓分布情況如圖 3（鋁制殼體）、圖 4（不銹鋼殼體）所示。

圖2 殼體不同材料、不同接收點處自干擾波形對比圖Fig.2 Comparison of SI waveforms at different receiving points and with different materials of shell

圖3 鋁殼不同位置接收波形與殼體附近聲傳播過程快拍圖Fig.3 Snapshots of receiving waveform at different positions of aluminum shell and sound propagation process near the shell

由圖2可知，自干擾信號復雜程度由A到C逐步復雜，從峰值上看，A點由于距離發射端較近，因此峰值能量最大，C點相對A點較小，B點與C點接近，復雜度較 C點較小。由對比可知，自干擾信號形式除收到殼體材料影響外，還顯著受到接收點位置影響。

基于文獻[8]，可對不同位置接收點信號成分進行進一步分析與對比，具體如下：

1）A點主要成分為直達發射信號，在A、B、C三點中峰值能量最強，其中還包含殼體振動散射的信號分量，但相較直達分量而言，能量較小；

2）B點由于處于殼體側面，由于殼體遮擋作用無法接收到直達發射信號，因此主要由衍射分量及殼體散射分量構成；

3）C點由于處于殼體頂部，同樣無法接收到直達發射信號，因此主要也由衍射分量及殼體散射分量構成，但通過波形對比可知，此2種分量強度及持續時間與B點相比有明顯不同。

由圖3所示，鋁制殼體不同位置接收波形與殼體附近聲傳播過程快拍圖。圖3中聲壓分布對應時間分別為 0.260 42 ms，0.635 4 ms，1.156 ms，1.552 ms，2.531 ms及 3.302 1 ms。

由圖3左側可知，C點幅值較大時刻與B點接近，同樣在發射信號經過后存在持續振動但劇烈程度較C點弱。橫向對比左側（a）點可知，A、B、C三點出現能量時間順序為發射端，殼體側面中心點，殼體另一端點，與傳播過程相符合。（b）點處所展示的為發射信號發送完畢后，C點處于峰值能量最強時刻，為衍射信號與殼體振動疊加。如圖4所示，左側為不同接收點接收波形（不銹鋼殼體）各自歸一化結果，右側為對應時刻殼體附近聲壓分布情況，對應時間分別為0.260 42 ms，0.635 4 ms，1.187 5 ms，1.708 3 ms，2.333 ms及 2.937 5 ms。橫向對比圖3及圖4，從殼體散射分量能量上來講，不銹鋼殼體強度弱于鋁制殼體，且從圖3（e）、3（f）及圖4（e）、4（f）的對比可知，鋁制殼體受激振動持續時間更長，因此，若從干擾成分角度考慮，在設計IBFD-UWA通信機殼體時，應考慮采用較硬材質，以降低后續散射持續時間。

圖4 不銹鋼殼不同位置接收波形與殼體附近聲傳播過程快拍圖Fig.4 Snapshots of receiving waveform at different positions of stainless steel shell and sound propagation process near the shell

同時，從最佳布放位置的角度考慮，在本參數設置下，應將接收端布放在B 點位置，以從干擾峰值能量及持續時間的角度上最大程度降低自干擾信號的復雜性。因此，結合項目指標需求對材質及結構尺寸等參數進行確定后，可通過本文所述相同的分析方法，首先對預定設計進行仿真，進而選擇最佳接收布置點。

2 影響因素下自干擾信號成分對比與分析

為了量化分析本參數設置下的散射分量及衍射分量能量比例，通過將仿真配置設定殼體為不可受激振動狀態，即可獲得無散射分量下，僅受殼體遮擋作用影響下的衍射分量，衍射分量與發射信號時域波形及頻域對比圖如圖5所示。

圖5 衍射分量與發射信號波形及頻域對比Fig.5 Comparison of diffraction component and transmitted signal waveform and frequency domain

如圖5所示，衍射分量信號波形形式與無殼體影響下接收型號時域波形形式基本一致，僅存在較小畸變。結合輔助仿真內容，將自干擾信號中的直達分量與衍射分量去除（A點去除直達分量，B、C兩點去掉衍射分量），僅針對殼體散射分量進行分析，結果如圖6-7所示。

圖6 鋁制殼體去除直達及衍射分量前后波形及WVD對比圖Fig.6 Comparison of waveforms and WVD before and after removal of direct and diffraction components of aluminum shell

其中，為體現分量在不同時刻時主要的組成成分，對散射分量進行Wigner-Ville分布（WVD）分析。

對比圖6（a）、6（b）可知：在鋁制殼體中，當去除直達分量及衍射分量后，接收點 A去除直達后，峰值能量強度降低了近 6 dB，因此可知 A點主要成分為直達發射信號；而C點與B點去掉直達及衍射后峰值能量幅度變化較?。ㄇ襑VD變化較?。?，因此可證明當接收點位置處于 B及 C點時，殼體散射分量是自干擾信號最主要成分。

由圖 6（b）還可知：A點也同樣會接收到散射分量，而 B點散射分量能量最弱，僅從峰值能量幅度而言，當接收端放置于B處時，所接收到的自干擾信號強度將下降超過 6 dB。當接收端放置于 C點時，所接收到的自干擾信號峰值強度基本不發生變化。

由圖7可知：在以不銹鋼作為殼體材料時，當去除直達分量及衍射分量后，接收點 A的峰值能量強度下降了約12 dB，B點及C點峰值強度波動較小。這一點與鋁制殼體變化規律相同，但對于B點而言，強度反而有所增加，原因為去除衍射分量前，由于空間布局的位置影響，衍射分量與散射分量存在一定相位偏差，造成了一定的被動抵消，因此當衍射分量去除后，干擾峰值能量增加。橫向對比圖6和圖7可知，僅從修改接收端布放位置，即可在降低自干擾峰值能量十余分貝。

圖7 不銹鋼殼體去除直達及衍射分量前后波形及WVD對比圖Fig.7 Comparison of waveforms and WVD before and after removal of direct and diffraction components of stainless steel shell

綜上對比可知，從干擾信號復雜度、強度等角度考慮，不銹鋼制殼體相較于鋁制殼體更宜作為IBFD-UWA通信機電子艙體，同時根據仿真結果可知，殼體中心側面位置更宜適合布放接收水聽器，更變結構尺寸后會有更佳的效果，這一點在文獻[10]中也得到了驗證。

3 自干擾信道特性分析

在本小節中，擬采用不同信道估計方法對SLI信道進行估計，基于估計結果得到殘余干擾信號，并通過對比殘余干擾強度，對自干擾信道的“非稀疏性”進行驗證，并對信道分布進行擬合。本節中采用的自干擾信號為鋁制殼體C點處仿真結果以及實測SLI信道結果，以此點對自干擾復雜性進行說明。

對比中，采用的方法為匹配追蹤算法（Matching Pursuit，MP）、分段正交匹配追蹤（Stagewise OMP，StOMP）[11]、壓縮采樣匹配追蹤（Compressive Sampling MP，CoSaMP）[12]、RLS濾波器，分別從稀疏與非稀疏的角度對信道進行了估計。為了實現結果對比，在上述各類算法中，追蹤路徑個數設置為100，設置的原因為，當追蹤的路徑個數較低時，無法得到對比效果，對比結果如圖8所示。其中殘余信號通過了歸一化幅度控制，以便于對殘余信號進行橫向對比。

由圖 8對比結果可知，因仿真過程未引入噪聲，因此 RLS算法性能最佳，殘余干擾信號能量極低，CoSaMP算法在一定程度上從稀疏的角度對MP算法進行優化，需要對稀疏度進行定義，由圖8可知，其在非稀疏信道下（本仿真參數下，信道受殼體影響）的表現不如 MP算法。由于 StOMP方法沒有稀疏度約束，因此在眾多 MP/OMP改進型算法中，以殘余信號能量最低的角度，獲得了最佳的干擾信道估計結果，但使用該方法需要對門限進行合理設置。

圖 8 SLI信道估計結果及殘余干擾信號對比圖Fig. 8 Comparison of SLI channel estimation results and residual interference signals

綜上所述，以非稀疏角度對自干擾信道進行估計的算法都獲得了良好的結果，而在基于稀疏角度的各類算法下獲得的殘余信號能量相對較強。

水聲通信信道常被認為服從 Rayleigh分布形式，而對于帶內全雙工水聲通信系統而言，由于發射端與近端接收端距離過近，正常來說會存在直達信號，因此會更偏向于Rician分布，但因殼體影響導致信道復雜化，為了探究環路自干擾信道分布特性，在此通過最大似然估計方法，擬合以上述部分信道估計結果的 Rayleigh分布參數與Rician分布參數，并以此參數分別計算該參數下的 Rayleigh分布及Rician分布概率密度函數，在此基礎上進行對比，對比結果如圖9所示。

圖9 SLI信道分布擬合對比結果Fig.9 SLI channel distribution fitting comparison results

由于圖8中CoSaMP信道估計算法下的殘余信號較大，無法合理的表征SLI信道，因此在本仿真中，僅采用實測SLI信道估計結果、StOMP、RLS這幾種方法得到的信道估計結果進行對比。

從圖9中可看出，實測信道及不同信道估計結果更貼合Rayleigh分布，同時也證明了在本書所述的帶內全雙工水聲通信工程樣機結構下，由于殼體的影響，發射端與近端接收端無直達信號。需要說明的是，由于數據量有限，在計算信道估計結果的概率密度函數時（使用 ksdensity函數），在函數中，對數據樣本進行了平滑處理，導致計算結果中出現負數。

4 結束語

本文基于有限元模型與已有研究結果，對不同殼體材料及近端接收端布放位置影響下的環路自干擾信號特征進行了仿真與分析，仿真結果表明殼體材料與接收位置對SLI強度影響巨大，差異可達到十余分貝（如本仿真設置情況）。對不同位置處所接收的SLI成分進行了分析，可知3個不同位置處接收到的SLI的最主要成分因成因不同導致有顯著差異。在該仿真參數設置下，可由本文分析可知，從降低 SLI信號強度的角度出發，應選用316L作為IBFD-UWA通信電子艙體殼體材料，同時應將接收端不放置中部側面位置，基于本文所述思路，可針對具體問題與實際應用需求進行具體分析。

通過不同算法對 SLI信道進行了估計并基于估計結果計算了殘余干擾信號，結果表明基于稀疏理念的信道估計方法在帶內全雙工水聲通信系統中的應用效果有限，因此在進行SLI信道估計時，因采用非稀疏角度的信道估計方法，如 RLS自適應濾波器等。同時基于仿真與實測結果，對 SLI信道分布特征進行了擬合，擬合結果表明，SLI信道更接近Rayleigh分布，可為后續自干擾信道假設提供理論基礎，支撐未來模擬域自干擾抵消及數字域自干擾抵消理論仿真。