一種多路隔離輸出反激變換器的設計?

程紅麗 唐法儼 李 勇

(1.西安科技大學通信與工程信息學院，陜西 西安 710054；2.西安科技大學電氣與控制工程學院，陜西 西安 710054；3.西安恒為電氣科技有限公司，陜西 西安 710100)

目前，多路輸出電源在航空航天、新能源汽車、智能家居等許多領域都得到了廣泛的研究與應用。但目前的多路輸出電源仍有較高的交叉調整率，同時存在體積大、功耗高等問題，從而降低了多路輸出電源的總體性能和使用壽命，提高了電源的成本[1－4]。

為解決上述問題，許多研究人員在電路拓撲和控制策略等方面進行了大量研究。針對電路拓撲結構，在單路反饋多路輸出的基礎上提出了加權電路[5]，這種方式的優點在于以一種相對經濟的方式提高了權重系數較高一路輸出電壓的精度，但權重系數較低的一路仍存在各種問題，于是又通過添加二次穩壓電路來提高輔路的輸出精度和穩定性，起初多使用線性穩壓器[6]，不過這會使變換器整體效率下降，因此現在大多使用低壓差線性穩壓器(Low Dropout Regulator，LDO)，盡可能地減小二次穩壓電路的功耗，但在輸出電路支路較多時，仍會影響電源效率[7]；此外，單電感多輸出電源也是目前國外研究的熱門[8]，其具有體積小，成本低，電路簡單等優點，具有良好的發展前景，但目前在交叉調整率和輸出效率方面依舊不夠理想[9]。針對控制策略，目前主流的控制技術是模擬芯片控制和數字處理器控制[10]兩種，采用模擬芯片控制技術可以使得電路拓撲簡單，減少電源體積，但仍然存在交叉調整率高，電源精度低等問題[11]；而數字處理器控制技術具有周期短、模塊化、寄生參數和電磁干擾小等優點，常用的主輔路同步控制法[12]和基于功率分配控制法[13]都較好地改善了輸出交叉調整率，提高了電源輸出精度，但同時增加了電路的復雜性。

為了滿足某軍工電源隔離輸出和高精度的需求，設計了一種四路隔離輸出單端反激變換器，輸入電壓范圍為18V～36V，主路輸出±12V/3.5A，精度小于等于3%，輔路輸出±12V/1A，精度小于等于1%，主路與輔路不共地；電源整體效率不小于85%，交叉調整率小于等于3%。

1 系統組成與原理

1.1 系統組成

多路隔離輸出單端反激變換器系統組成如圖1所示。系統主要組成有:反激變換器、主路加權電路、輔路加權電路、LDO、加權隔離電路、脈沖寬度變調(Pulse Width Modulation，PWM)驅動電路和四路穩壓輸出等模塊。主、輔路通過運放進行正負采樣，采樣后的電壓再通過加權隔離電路實現加權，最后反饋到PWM 驅動電路控制穩定輸出，其中輔路通過LDO 進行二次穩壓，從而降低了交叉調整率，提高了輔路輸出精度，最終實現了四路穩定輸出。

圖1 多路隔離輸出反激開關電源系統組成

1.2 硬件電路設計

系統電源的主要設計包括多路反激輸出電路、加權隔離電路和二次穩壓電路。

1.2.1 輸出電路

四路輸出反激變換器主拓撲如圖2 所示，由UC3844 芯片驅動控制電路實現基本的穩壓輸出；四路輸出中輔路V′o3、V′o4為相對穩定輸出，主路Vo1、Vo2為穩定輸出，兩主路與兩輔路不共地。

圖2 四路輸出反激變換器主拓撲

1.2.2 加權隔離電路

加權隔離電路主要由運放電路和光耦隔離電路組成，如圖3 所示。運放電路用于對主、輔路負電壓反相；光耦電路實現主路與輔路之間的隔離與加權，通過光耦輸出的電壓反饋到原邊控制電路。

圖3 加權隔離電路

1.2.3 二次穩壓電路

由于輔路權重比較低，為了提高輔路輸出精度，采用LDO 進行二次穩壓，本次設計采用的LDO 芯片型號為LM2941、LM2991，其最低壓差分別為0.5 V、0.6 V。電路圖如圖4 所示。通過變壓器匝比設計和加權隔離電路可保證LDO 輸入輸出保持在一個低壓差范圍內，從而降低LDO 的功耗。

圖4 二次穩壓電路

2 電路參數設計

2.1 高頻變壓器設計

根據反激變換器變壓器的設計原則，結合輸入輸出要求，輸出功率108 W，電源效率85%，最后實驗中變壓器采用鐵氧體材料，原邊電感量約為86.42 μH，原邊繞組匝數為16 匝，主路輸出繞組匝數和輔助電源繞組匝數為12 匝，由于輔路電壓需二次穩壓，其電壓應略高于最終輸出電壓，故輔路輸出繞組匝數為12.5 匝。

2.2 確定權重系數分配原則

如圖3 所示，由于Vo1與Vo2幅值相等，V′o3與V′o4幅值相等，Vf1為Vo1與Vo2等比加權后的采樣電壓，Vf2為V′o3與V′o4等比加權后的采樣電壓，則有R17、R18、R22、R23阻值相等，R19、R24阻值相等，且R19遠大于R17。又因為Rz1等于Rz2，所以主輔路之間的權重系數受限流電阻Ra1和Ra2的影響，阻值小的占有更大的權重系數。綜上可知，討論采樣電壓Vf1與Vf2之間的權重系數，即考量Vo1與V′o3之間的權重系數。則有該兩路輸出電壓與加權因子的關系如下:

式中:Vref為PWM 控制器內的參考門限電壓，K1、K3分別對應主路和輔路輸出的加權因子。

又因為輸出電壓與反激變換器的占空比D、變壓器副邊繞組壓降和整流二極管導通壓降有關。

又關斷占空比為:

副邊繞組電阻引起的壓降為:

式中:Ioi(i＝1，3)為某一路的輸出電流，輸出電流紋波較小可忽略；Rgi(i＝1，3)為相應變壓器副邊繞組電阻值。

綜上可得在一個開關周期內，輸出電壓可表示為:

式中:Vsi(i＝1，3)為某路變壓器副邊繞組輸出的直流電壓；Vdi(i＝1，3)為相應的副邊二極管通態壓降；Rdi(i＝1，3)為相應的二極管等效電阻，實際很小可忽略。

定義VAi為變壓器實際輸出電壓，VBi為輸出電路上的損耗，Voi為實際輸出電壓，則有:

聯立式(1)、式(7)可求得:

根據以下公式，可以確定權重比的范圍，式中Vo(spec)min為輸出電壓所允許的下限電壓值，Vo(spec)max為輸出電壓所允許的上限電壓值。

將式(8)、式(9)代入以上不等式可以形成一個有效區間，即可求得權重系數K1、K3的取值范圍。根據性能要求，可確定上式對應的輸出電壓范圍為:11.76 V≤Vo1≤12.24 V，12.6V≤V′o3≤13.0 V。

代入數據即可算得權重系數的取值范圍如圖5所示，最后取K1＝0.8、K3＝0.2，即主路占的權重比為80%，輔路占的權重比為20%。具體權重可在實驗中根據實際情況進行調配。

圖5 權重系數取值范圍圖

2.3 加權反饋電路參數設計

2.3.1 限流電阻Rai(i＝1，2)和死區負載Rzi(i＝1，2)的確定

由數據手冊可知，TL431 能承受的最大電流為100 mA，TL431 基準電壓VREF為2.5 V，光耦能承受的最大電流為50 mA，發光二極管工作壓降Vd為0.65 V，光耦輸入端電流為IF，輸出端電流為IC，由式(14)可計算出限流電阻:

以主路＋12 V 輸出為例，K1為該路的權重比，由下式可知權重比與輸出電流的關系為:

因為光耦可承受電流一般不超過50 mA，因此Iall的取值為50 mA。由上一小節計算可知，主回路的權重比K1＝80%，所以計算可得IC＝40 mA。光耦電流傳輸比CTR 的計算公式如下:

PC817 光耦的CTR 為50%～600%，由此可得主路光耦輸入端電流為6.7 mA～80 mA，代入式(14)可得，Ra1的取值范圍為110.6 Ω～1 320 Ω，選取Ra1為1.2 kΩ；同理可得Ra2的取值范圍為:467.5 Ω～5 500 Ω，選取限流電阻為4 kΩ。

Rzi(i＝1，2)為TL431 提供死區電流，TL431 的死區電流大概為0.7 mA，光耦壓差為1.5 V，則求得Rz1、Rz2的阻值為2.1 kΩ。

2.3.2 補償網絡參數Cs1、Cs2和RC的計算

反激變換器控制到輸出的傳遞函數采用了Middlebrook 簡化模型[14]，再根據極點零點補償器[15]可得到所設計補償網絡參數計算公式:

式中:fp0為0 dB 穿越極點，fep為補償極點，fez為補償零點。代入數值計算可求得主路補償網絡參數為Cs1＝4.27 nF，Cs2＝6.4 nF，RC＝1.9 MΩ；同理可得，輔路補償網絡參數為Cs1＝18.33 nF，Cs2＝3 nF，RC＝100 kΩ；

3 實驗

3.1 系統仿真

在PSIM 環境下對系統設計進行了仿真實驗，輸入直流電壓為27 V，開關頻率為67 kHz，±12 V/3.5 A(Vo1、Vo2)兩主路負載為3.42 Ω，±12 V/1 A(Vo3、Vo4)兩輔路負載為12 Ω，其他元器件參數均為計算值，線性穩壓器為自建模型。Vo1，Vo3輸出電壓仿真波形如圖6 所示，Vo2，Vo4輸出電壓仿真波形如圖7 所示。

圖6 額定負載下Vo1、Vo3輸出電壓波形

圖7 額定負載下Vo2、Vo4輸出電壓波形

由圖6 可知，Vo1輸出為11.99 V，紋波電壓大約為13.4 mV；Vo3通過低壓差線性穩壓器輸出為11.91 V，無明顯紋波電壓。

由圖7 可知，Vo2輸出為－11.99 V，紋波電壓大約為13.1 mV；Vo4通過低壓差線性穩壓器輸出為－11.90 V，無明顯紋波電壓。

3.2 實驗驗證

3.2.1 輸出電壓精度測試

實驗中直流輸入電壓為27 V，兩主路負載為3.4 Ω，兩輔路負載為12 Ω，四路輸出結果如圖8 所示:

圖8 四路輸出電壓波形

由圖8 可知，Vo1輸出電壓為12.02 V，紋波電壓為27 mV，Vo2輸出電壓為－11.99 V，紋波電壓為28 mV，Vo3輸出電壓為12.10 V，紋波電壓為8 mV，Vo4輸出電壓為－11.90 V，紋波電壓為10 mV。

3.2.2 交叉調整率與低壓差測試

由于輔路為LDO 輸出，實驗主要測試主路的交叉調整率和輔路LDO 輸入輸出間的壓差大小，分別改變主路負載與輔路負載，測得主路輸出電壓與輔路二次穩壓輸入電壓如表1 所示，Rmain為主路負載，Rauxi為輔路負載。

表1 不同負載下輸出電壓測試

由表1 可以計算出主路交叉調整率為0.83%，負載調整率為1.75%；LDO 輸入輸出兩端的壓差基本保持在0.6 V～1.0 V 之間。

3.2.3 輸入調整率測試

在額定條件下，輸入電壓從18 V～36 V 之間變化，測試輸出電壓如表2 所示。

表2 輸入電壓調整率測試

由表2 可以計算出Vo1和Vo2的輸入電壓調整率均為0.25%，Vo3和Vo4不受影響。綜合負載調整率、交叉調整率和輸入電壓調整率，主路電壓精度小于2%，輔路電壓精度小于1%，很好地滿足了設計指標。

3.2.4 電源效率

在輸入為27 V 直流且額定負載下，測得輸入電流為4.663 A，則可算得輸入功率為125.901 W，輸出功率為108 W，最后求得電源效率為85.78%，符合設計要求。

4 結論

所設計的多路隔離輸出反激變換器通過選取加權隔離電路和LDO 結構，對加權系數和其他硬件參數進行了詳細的分析和計算，最后完成了硬件調試，實驗結果表明該方案具有可行性，滿足了輸出隔離以及高精度的需求。