基于擾動觀測器的VIENNA 整流器負載電流前饋控制?

羅鑫濤王素娥緱楊科郝鵬飛

(陜西科技大學電氣與控制工程學院，陜西 西安 710021)

隨著電動汽車市場規模不斷擴大，直流充電樁作為電動汽車的充電設備，其需求量也在逐年增長。目前，充電樁一般為兩級式結構，由前級整流器與后級DC ｜｜DC 變換器級聯而成[1]。前級整流器作為提供穩定直流電壓的部分，是充電樁穩定運行的關鍵一環，因此研究充電樁前級整流器具有重要的工程價值和實際意義[2]。國內外專家學者在整流器拓撲結構上進行了大量研究，由于充電樁對于前級整流器的要求，傳統的整流器拓撲結構已經不再適用。

三相三電平VIENNA 整流器可以實現輸入單位功率因數[3]，且開關器件數目少，開關管承受電壓應力是直流側母線電壓一半，不需要考慮上下橋臂直通和開關管死區設置，因其高效率、高功率密度得到廣泛關注[4]。

目前在VIENNA 整流器的各種控制策略中，最常用的控制方案是基于d－q同步旋轉坐標系下的電壓電流雙閉環控制[5]，這種控制策略只有在負載擾動引起電壓出現偏差后才開始抗擾過程，使得輸出直流電壓在負載突變時具有較大波動，從而導致直流側電壓動態調節性能較差[6]，系統的動態特性受影響。因此，當負載突然大量接入或者切除時，對于直流母線電壓的穩定，無疑是巨大的挑戰。

為了解決上述問題，就需要對傳統雙閉環控制進行改進。滑模控制器被用于電壓外環來提高直流側電壓的響應速度[7]，而文獻[8]引入滑模變結構控制來提升抗擾動能力，文獻[9]用基于跟蹤微分器的自抗擾控制作為對擾動的補償。通過設計不同形式的控制器，代替原來的控制器，利用這一思路減小擾動對系統的影響。另一種思路是在原有控制結構基礎上，將擾動進行前饋控制，消除擾動，擾動觀測器(Disturbance Observer，DOB)得以被提出。

負載電流前饋控制是一種常用的提高系統動態響應的方法，已廣泛應用于電力電子系統中，如單相PFC、三相PWM 整流器、兩級單相逆變器和DC－DC變換器。在文獻[10]中，不使用傳感器的負載電流前饋控制被應用于以間接電流控制的單相PFC。文獻[11]推導了三相PWM 整流器的負載電流前饋項，設計了一個簡單的觀測器來估計負載電流。

擾動觀測器是日本學者Ohishi[12]提出的一種干擾抑制策略。其主要思想是利用控制器的輸出、對象模型和對象輸出來估計系統受到的擾動并在控制中加以補償[13]。擾動觀測器已經在某些領域得到一定的應用。Shimmyo S 等學者[14]將DOB 應用于多電平逆變器，文獻[15]在直流變換器的電流控制器中加入DOB，提高了系統的魯棒性。在交流伺服系統中用DOB 實現對負載轉矩的補償[12]。基于DOB 優秀的抗擾性能，將擾動觀測器引入VIENNA整流器來解決雙閉環控制策略存在的響應速度慢、電壓波動大的問題。

為提高VIENNNA 整流器的動態性能，本文采用一種基于擾動觀測器的負載前饋控制策略。首先，通過控制框圖分析了擾動觀測器的工作原理。其次，由于該方法的關鍵在于低通濾波器的設計，因此對低通濾波器進行設計，并分析選擇濾波器時間常數。最后，對所提控制策略進行仿真與實驗驗證。

1 傳統電壓電流雙閉環控制

1.1 VIENNA 整流器拓撲結構及數學模型

三相VIENNA 整流器的拓撲[1]如圖1 所示。其中，ea、eb、ec為網側相電壓，L為輸入側電感，R為等效電阻，D1～D6為不可控二極管，C1、C2為直流側串聯等值電容，RL為直流側負載電阻，Sa、Sb、Sc為雙向開關，每個雙向開關由兩個串聯的IGBT 功率器件組成。

圖1 三相VIENNA 整流器拓撲

假設交流側三相電壓對稱，電感電流連續，由圖1 建立VIENNA 整流器在三相靜止坐標系中的數學模型，由于三相靜止坐標系下的變量為交流量，不便于系統控制，為了方便控制，通過坐標變換轉換到d－q坐標系，使變量變為直流量，此時可得在d－q旋轉坐標系下的數學模型為

式中:Uc1、Uc2分別是直流側電容C1、C2上的電壓，ed、eq，id、iq分別是交流電壓、網側電流的d軸和q軸分量，Sdp、Sdn、Sqp、Sqn分別是d－q坐標系下的開關函數變量。

1.2 VIENNA 整流器控制策略

三相VIENNA 整流器的控制框圖如圖2 所示。當發生負載突變時，由于傳統的雙閉環控制結構響應速度慢，并且直流電壓波動較大，為了改善系統的動態性能，引入擾動觀測器，通過電壓外環的輸出前饋增強直流電壓外環的負載擾動特性。

圖2 VIENNA 整流器控制框圖

2 基于擾動觀測器的負載前饋控制

2.1 擾動觀測器的原理

擾動觀測器的結構圖[12]如圖3 所示。其中，U(s)為擾動觀測器的輸入，Q(s)為低通濾波器，(s)為系統擾動估計，X(s)為含擾動估計的輸入，D(s)為外部擾動，P(s)為系統真實模型，Δ(s)為系統內部擾動，代表標稱模型，N(s)為測量噪聲，Y(s)代表系統輸出。

根據圖3，輸出Y(s)的表達式[12]為

圖3 擾動觀測器的結構圖

對于式(2)，當Q(s)＝1 時，系統輸出Y(s)關于各輸入量的傳遞函數為

式(3)說明，當Q(s)＝1 時，外部擾動得到完全抑制，且被控對象與理想模型一致，但是系統對測量噪聲沒有任何抑制作用，由于的引入使擾動觀測器失去了作用。

當Q(s)＝0 時，系統輸出Y(s)關于各輸入量的傳遞函數為

式(4)說明，當Q(s)＝0 時，測量噪聲得到完全抑制，此時系統的輸入輸出特性與不加擾動觀測器時一致，但對外部擾動沒有任何抑制作用。

由以上分析可知，Q(s)是擾動觀測器設計的關鍵。因此，通過設計Q(s)可以實現對外部擾動和測量噪聲的有效抑制。

控制律表達式

系統的輸出表達式

由式(7)可以發現，分母中含有Q(s)、和Δ(s)，意味著濾波器、標稱模型和系統內部擾動影響系統的穩定性。所以，根據小增益定理，系統的穩定條件為

即系統穩定需要保證系統內部擾動Δ(s)穩定且標稱模型穩定。同時，穩定性條件中含有濾波器Q(s)，所以在設計濾波器的時候，要考慮到系統內部擾動對濾波器設計的約束，兼顧系統的穩定性和抗擾性。

2.2 低通濾波器的設計

對于式(9)所示的被控對象，Q(s)可以設計為式(10)所示的形式。

式中:τ是濾波器的時間常數。實現對外部擾動和測量噪聲的有效抑制，濾波器時間常數選擇至關重要。時間常數τ的大小決定著所能抑制擾動的頻率。時間常數取值較小時，對外部擾動的抑制作用強，抑制擾動的頻率范圍大，但是對測量噪聲比較敏感。

為了濾波器能對外部擾動起到良好的抑制作用，又不受到噪聲的影響，兼顧濾波效果和系統穩定性，時間常數τ要保證濾波器的截止頻率大于外部擾動的頻率，同時要小于高頻噪聲和保證系統穩定的頻率，即滿足條件[16]

式中:ωb是濾波器的截止頻率，ωd是外部擾動的頻率，ωz是噪聲的頻率，ωs是保證控制系統穩定的頻率。

2.3 基于擾動觀測器的負載電流前饋控制

基于圖2 所示的控制系統和圖3 所示的DOB結構，將負載電流視為系統擾動，設計基于DOB 的負載前饋控制，如圖4 所示。其中，K0(s)為控制器，Gci(s)為電流內環理想模型，C為濾波電容理想模型。為擾動電流，為DOB 觀測所得擾動電流估計量。被控對象的理想模型為

圖4 基于DOB 的負載前饋控制框圖

由于被控對象為二階系統，根據2.2 節分析，選用低通濾波器形式為

對于圖4 所示控制系統，不加DOB 時，結合式(3)，可得輸出電壓U為

此時整流器的輸出電壓不僅取決于給定值U?，還受到負載電流～I的影響，且隨著負載變化而波動。

加入DOB 后，輸出電壓為

根據以上分析可知，上述基于DOB 的負載前饋控制可以有效消除負載引起的外部擾動，并且抑制測量噪聲。

2.4 濾波器時間常數設計

濾波器時間常數τ取不同值時，擾動到輸出閉環傳遞函數的伯德圖，如圖5 所示。可以看出加入擾動觀測器后，低頻段的幅頻增益在減小，而且濾波器時間常數τ越小，幅頻增益越小，說明對低頻擾動的抑制越強。

圖5 擾動到輸出傳遞函數G′z(s)的伯德圖

由于擾動觀測器的加入，肯定會引入一定的測量噪聲。τ取不同值時，傳遞函數Gn(s)的伯德圖如圖6 所示。可以看出，隨著τ取值的減小，濾波器對噪聲變得敏感。為了兼顧對外部擾動和測量噪聲的抑制能力，根據上述分析，選擇濾波器時間常數τ＝0.2 ms。

圖6 測量噪聲到輸出傳遞函數Gn(s)的伯德圖

測量噪聲下的動態響應如圖7 所示。設置參考給定為1，測量噪聲n(t)＝0.2sin(20πt)，在0.2 s 時加入－0.2 V 的外部擾動。沒有擾動觀測器且不加測量噪聲的動態響應為實線，加入測量噪聲但沒有擾動觀測器的動態響應為點線，加入擾動觀測器且濾波器時間常數為0.2 ms 時的動態響應為虛線。從圖中可以看出，加入測量噪聲后，系統輸出波形發生了明顯畸變，說明測量噪聲會對系統輸出產生較大影響。此時，加入擾動觀測器，并對濾波器參數進行調試選取，盡量減小測量噪聲帶來的干擾。從仿真結果可以看出，在有測量噪聲的情況下，加入擾動觀測器后，動態響應中測量噪聲的幅值減小，從而抑制了噪聲干擾的影響。同時，在測量噪聲的影響下，外部擾動的影響變大，加入擾動觀測器后，對外部擾動也起到了抑制作用。

圖7 測量噪聲下的動態響應

3 仿真驗證

為驗證本文所提控制策略的可行性和有效性，使用MATLAB/Simulink 仿真工具搭建主電路及控制部分的仿真模型，對所提基于擾動觀測器的VIENNA整流器前饋控制進行仿真驗證。系統參數如表1 所示，仿真過程如下:整流器首先正常工作進入穩定狀態，1 s 時負載突增，1.5 s 時負載突減。

表1 系統參數設置

本文所提控制策略系統穩態運行仿真波形如圖8所示。由圖8 可以看出，直流輸出電壓能夠穩定在給定電壓800 V，輸入側交流電壓和交流電流同相位，即可實現單位功率因數運行，驗證所提控制策略的可行性。

圖8 本文控制策略穩態運行仿真波形

兩種控制策略負載切換時的直流輸出電壓波形如圖9 所示。對比兩種控制策略的負載切換效果，本文所提控制策略明顯更好。采用傳統雙閉環控制策略，在1 s 時，將負載由200 Ω 變為100 Ω，直流側電壓下降至780 V 左右，幅值有20 V 左右的波動，0.5 s 后電壓恢復到給定參考值800 V，在1.5 s 時，將負載由100 Ω 變為200 Ω，直流側電壓躍升至820 V左右，可以看出輸出電壓受負載變化的影響較大。采用本文所提基于擾動觀測器的前饋控制策略后，在同樣負載切換過程中，經過0.02 s 電壓即可恢復到給定參考值800 V，直流輸出電壓波動在3 V以內。

圖9 兩種控制策略下負載切換時的直流輸出電壓波形

采用本文所提前饋控制策略后，負載切換時直流輸出電壓的波動幅度由20 V 左右降至3 V 以內，直流輸出電壓恢復到給定值的時間由0.5 s 縮短至0.02 s。說明本文所提控制策略可以顯著抑制負載切換過程中電壓的幅值波動，縮短電壓波動的恢復時間，系統的動態性能更好。

兩種不同控制策略下由半載切到滿載后的電流穩態控制效果如圖10 和圖11 所示。采用傳統控制策略時，負載切換后的電流穩態THD 為1.55%。采用本文所提控制策略時，負載切換后的電流穩態THD 為1.42%。比較兩種不同控制策略下負載切換后的電流穩態THD，本文所提控制策略的電流穩態THD 更優。

圖10 傳統控制策略負載切換后的電流穩態控制效果

圖11 本文控制策略負載切換后的電流穩態控制效果

4 實驗驗證

基于三相VIENNA 整流器的仿真模型，搭建了一臺基于TMS320F28335 的VIENNA 整流器實驗樣機，根據以上的理論分析和仿真結果，進行實驗驗證。

采用傳統雙閉環控制策略，將負載由100 Ω 切換為200 Ω 再恢復到100 Ω 時系統輸入電流和直流側電壓波形如圖12 所示。由波形可知直流側電壓經過0.12 s 恢復到給定值，波動為80 V，幅值波動較大，動態調節時間較長。引入DOB 后負載在相同切換狀態下輸入電流和輸出側電壓波形如圖13 所示。可知DOB 的引入，使直流側電壓動態調節時間縮短至0.07 s，最大波動減小到50 V 以內，縮短了系統動態調節時間，提高了負載切換時的動態性能，增強了系統抗擾性。

圖12 傳統控制策略負載切換系統性能波形

圖13 本文控制策略負載切換系統性能波形

兩種不同控制策略下的電流穩態控制效果如圖14和圖15 所示。采用傳統控制策略時的電流穩態THD 為3.0%。采用本文所提控制策略時電流穩態THD 為2.4%。表明本文所提控制策略電流穩態THD 更優。

圖14 傳統控制策略電流穩態控制效果

圖15 本文控制策略電流穩態控制效果

5 結論

針對VIENNA 整流器傳統雙閉環控制策略存在負載切換時動態響應慢的問題，本文采用一種基于擾動觀測器的控制策略。詳細分析了擾動觀測器的原理，設計了相應的低通濾波器，搭建基于MATLAB/Simulink 的仿真模型，對該控制策略進行仿真，最后在基于TMS320F28335 的VIENNA 整流器樣機進行實驗驗證，仿真和實驗驗證了所提出方案的可行性和正確性。仿真分析與實驗結果表明，本文提出的負載電流前饋控制策略能夠顯著提高VIENNA 整流器在負載切換時的動態響應性能，有效抑制負載切換帶來的電壓波動，使得輸出電壓快速恢復，提高系統的抗負載擾動能力。