一種無電解電容的新型削峰填谷電路?

曹 冰劉 偉

(河南省高速鐵路運營維護工程研究中心 河南 鄭州 450000)

環境問題日趨嚴重，高亮度LED 由于其能耗低等優點已廣泛應用于照明領域。然而，LED 只能直流驅動；因此，LED 驅動系統中必須加入AC－DC 變換器。兩級及以上AC－DC 變換器，通常前級作為功率因數校正(Power Factor Correction，PFC)，后級作直流變換[1]。此類變換器具有良好的功率因數特性和低紋波輸出，但能量多級變換功耗高。相比之下，單級AC－DC 變換器更適用于低功耗場合。為了實現自動PFC，變換器在前級工作于非連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)，一般只適用于低功耗場合。

在中等功率應用場合下，相比于DCM 反激變換器，前級Boost 變換器工作于連續導通模式時具有更好的經濟性。特別是當二次側工作在連續導電模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下，變換器擁有較小的變壓器鐵芯[2－5]。但這種拓撲只用于理論研究，在工程上難以發揮作用。第一，由于PFC 和DCDC 變換電路不可避免的相互作用，電路的關鍵參數難以確定。第二，輕載時儲能電容和高頻開關的電壓應力數倍于額定負載，并且電壓應力的問題在寬范圍交流輸入時會變得更加嚴重。

對此，采取PWM 調光使變換器的工作狀態只切換于空載和額定負載之間，因此，儲能電容的電壓應力只決定于額定負載情況。因此，文獻[6－7]采用雙PWM(DPWM)控制策略用于調整平均輸出電流。

在電力變換器中，通常采用兩階削峰填谷電路以減少器件數量。此類拓撲應用分為兩類，一類主要用于被動PFC 和減少兩倍工頻的脈動電壓[8－14]。其中，高階填谷電路在功率因數校正和總電流諧波畸變率(Total Harmonic Current Distortion，THD)的表現更佳[9－10]。文章[13]對已有削峰填谷電路加以改進，提出一種填谷電路復用變壓器線圈的方式減少主開關器件的電壓應力，但在電壓峰值輸入下，開關管最大占空比限定在1/3。文章[14]利用變壓器部分線圈鉗位填谷電路的電容電壓。該方法能夠實現輸入電流導通角度的設置，可實現最優的功率因數。第二類填谷電路一般用高頻開關來替代儲存電容，可以獲得較低的輸出紋波和電壓應力[15－18]。文獻[16]利用兩個額外增添的開關器件使填谷電路參與諧振，避免了輸入電流的死區。然而，等效直流量和占空比大范圍變化，磁性器件難以優化。為此，實踐中解決此類問題通常在整流后嵌入一個選擇開關和一個電壓倍增模塊，但是低壓輸入下的電壓應力仍然會倍增，嚴重影響傳遞效率。

基于上述考慮，本文提出了一種新型削峰填谷式無電解電容單級LED 驅動器，相比于倍增電壓的方案，本文設計的驅動器有兩個主要優勢。其一，低電壓輸入下有較低的電壓應力；其二，減小了開關管、儲存電容和二極管的電壓應力。簡而言之，本文主要包括電路的設計分析和設計原則，尤其是填谷電路的電容選型。

1 填谷電路的工作原理

本文所提結構如圖1 所示。填谷電路由三個二極管D3，D4，D5和兩個電容C1，C2組成，兩個電容表現為串聯充電和并聯放電的特性，填谷電路通過和C2并聯一個范圍選擇開關S1來實現，并連接于變壓器Tf的繞組N1。S1手動操作，在90 V～135 V內關閉，在180 V～265 V 內打開，以達到寬線電壓范圍內更好的性能。

S1處于關斷狀態時，C2短路，二極管D6反向截止。C1充或放電，D3和D4均為導通狀態。如忽略二極管的導通壓降，本文拓撲與傳統的單級三繞組磁通平衡升壓正激變換器相比，得到改進；其工作模態簡要分析如下:當S2導通時，L1由Vrec充電，C1通過Tf向L2和負載放電；當S2關斷時，C1通過Vrec和L1充電，N1開始通過D6向C1放電，同時L2向負載放電，僅L2的放電過程持續到下一個開關周期開始。

S1處于導通狀態時，傳統前級Boost 變換器的儲存電容被填谷電路替代，N1通過D4和D6同C1相連。一個開關周期的電路模態分為四部分，每一部分的等效電路和關鍵波形分別如圖2 和圖3 所示。Vrec是整流后的交流輸入電壓，VC1G為C1兩端電壓，Vbus為C1上平均電壓的兩倍。

圖2 所提電路拓撲模態

圖3 所提電路在一個開關周期內的理論波形

模態1[t0，t1]假設L1的初始電流為零，當S2在t0時刻導通時，形成兩個電流環路；第一個是L1由正弦輸入電壓充電，第二個是填谷電路中C1和C2對Tf充電，因此Tf的前級電壓是0.5Vbus，VC1G為0.5Vbus。S2關斷，此模態結束。在過程中，iL1線性遞增，iL1的峰值可以近似等效于公式(1)。

式中:Ds是開關S2的占空比，Ts是變換器的開關周期。

Tf的原邊側平均電流定義為公式(2)。

式中:Lm是Tf的前級電感，Ntf＝Np/Ns為Tf的匝比。相比之下，傳統前級Boost 變換器關系如下所示:

模態2[t1，t2]當S2關斷時，變換器狀態做如下改變:

(1)填谷電路的工作狀態從并聯放電切換到串聯充電，C1和C2串接且吸收L1和vin輸出的能量，因此，此工作模態下VC1G＝Vbus；

(2)L2開始向輸出放電直至本模態結束；

(3)N1通過D4和D6向C1充電，儲存在變壓器鐵芯內的能量被回收到C1，鐵芯在t2達到磁通平衡。Vds＝Vbus＋VC1＝1.5Vbus。

因此，磁化和退磁過程中的鐵芯電壓都是Vbus的一半，根據磁通平衡原理，當Np＝N1時，穩定狀態下的最大占空比不會超過50%。

模態3[t2，t3]L1持續向填谷電路充電，直到iL1降為零，該模態下由于變壓器線圈無電壓，Vds降低到Vbus，假設D′為iinpk相應的占空比，則:

D′可由下式獲得。

模態4[t3，t4]在此模態，前級器件全部斷開，L2持續放電，直到S2再次導通，下一個切換周期重新開始。假設Vo為輸出電壓，由于后級工作于連續電流模式(CCM)，根據L2的伏秒平衡，得:

然而，傳統的變換器滿足公式(8)。

從圖1 中，C1和C2在D′Ts間隔由電流iin充電，在DsTs內放電。根據充放電平衡應等效，可得:

將式(1)、式(2)、式(6)和式(7)代入式(9)或者將式(1)、式(3)、式(6)和式(8)代入式(9)，均可得:

觀察式(6)，D′隨Vin(t)變化，如果D′＝Ds則臨界電壓可以求解。同時結合式(4)和式(5)，可得Vin(t)＝0.5Vbus和t2＝t3。當連續交流輸入高于0.5Vbus時，t3>t2，得以保障，且時序與圖2 相同。當在t3和t4之間時，Vds＝Vin(t)，此外，在一個工頻內，當Vin(t)<0.5Vbus，t3

2 參數設計和控制策略

2.1 前級Boost 變換器設計

電感L1必須工作在斷續電流模式下，以實現自動PFC，因此，為保證在最糟糕的情況下仍可實現DCM，參數設計選取90-Vac 輸入下進行。LED 驅動器的參數設計為輸出功率為60 W，輸出電流為2.0 A，Tline＝20 ms，ω＝2π×50 rad/s，vinpk＝127.3 V，Ts＝10 μs。前級Boost 變換器的設計分為如下四步:

(1)根據MOSFET 所需的電壓范圍選定合適的Ntf和Ds，在本文的設計中，Ntf設為1，Ds根據DCM工作約束條件設定，為了滿足Ds＋D′≤1 的條件，在90 Vac額定負載下，Ds設為0.189。假設Ds和Vbus在開關頻率內恒為定值，則根據公式(8)可得Vbus＝159 V。

(2)確保Ds能滿足DCM 工作條件，根據公式(6)，在Vin(t)達到最大值時D′最大。

式中:臨界導通模式(BCM)下，D′max滿足D′max＝1－Ds，因此，由公式(11)得Vbus的最小值是157 V，如果Vbus小于此最小值，則返回第一步，調整Ds參數。

(3)設計變壓器Tf參數，鐵芯采用PQ20/20，加入較小氣隙以減少漏磁并避免磁通飽和，為了平衡鐵芯和銅損耗，初級繞組為30 匝，電感Lm設為575 μH。

(4)由公式(10)可得L1＝80 μH，以確保初級變換器工作于DCM，后級電感L2應足夠大以確保后級工作于CCM 模式下，其關系如下

上述的四步設計需要在DCM 約束條件滿足前反復進行，以確保Vbus不會引起過高的電壓應力。

2.2 填谷電路的參數設計

本文所提出的改進型填谷電路的設計包括開關管、二極管和電容的選型，觀察圖1，開關管S1開路時，會產生高的電壓應力，此時S1與電容C2并聯，其值為0.5Vbus，其中本文電路其電壓應力為270 V，小于300 V。當工作在模態1 時，由于N1和C2的電壓相等，方向相反，D6陰極電勢接近于地，其陽極電壓為0.5Vbus。因此，D6的應力僅為0.5Vbus。當S1閉合時，D6應力為2Vbus，約為450 V。上述分析表明，本文設計的變換器中，D6的電壓應力大幅減小。

電容選型基于低頻電壓紋波幅值，因為儲存電容的主要作用是平衡脈沖輸入和穩定輸出。當Po，ω和Vbus保持為恒值時，輸入電容Cin和電壓紋波幅值Δvbus的關系如式(13)。

在給定的電壓紋波ΔVbus下，式(13)可用于估算電容值。

2.3 DPWM 控制與實現

調光功能在照明領域是實現節能減排的必要環節，LED 的亮度近似成比例于平均電流，因此，DPWM 控制策略可用于調節平均輸出電流，圖5 為控制器基本框圖和關鍵波形。圖4 中，S2受控于VGS2，由低頻選通信號和高頻門信號運算得到。Io的幅值由Vcon調制，平均輸出電流Io受Vdim調整。門信號Vcon由二極管電流iDs1和預期輸出電流Ioref經比較器產生。iDs1作為Io的反饋信號，與Io具有相同的振幅，在開關頻率處跳轉。最后，iDs1受電流互感器檢測，并發送到比較器。

圖4 調光電路控制模型

Vdim和io的理論波形如圖5 所示。Vdim為低電平時，開關S2關斷，燈同時熄滅，在Vdim恢復高電平時重新點亮。因此，LED 的亮度調節通過改變Vdim的導通寬度實現，調光頻率應超過200 Hz，以避免燈光閃爍帶來的視覺疲勞[18]。

圖5 變換器的主要波形

3 仿真和實驗結果

3.1 仿真驗證

為了驗證本文提出的LED 驅動器的有效性，論文在PSIM 平臺上進行了仿真驗證。電路仿真參數見表1。此外，圖6 為所提結構的仿真拓撲。

圖6 仿真拓撲圖

表1 器件參數

圖7 分別給出了Vs＝110 V 和Vs＝220 V 時的仿真波形?？梢钥闯觯斎腚娏骱碗妷夯颈３窒嗤辔?；此外，實測在不同輸入電壓下的功率因數分別為98.83%和99.17%，其值遠遠滿足Energy-star對電器設備的要求。

圖7 不同輸入電壓下的輸入電流波形

由于LED 為電流型器件，輸出電流的性能為系統的重要衡量標準。對此，圖8 給出了Vs＝110 V和Vs＝220 V 時的輸出電流波形。觀察圖8(a)，電路3 ms 內達到穩定，驗證了所提電路快速的動態響應性能。另一種情況如圖8(b)所示，此時輸入電壓為220 V，此時輸出電流穩定在1.4 A，其紋波電流約為40 mA。滿足LED 對驅動器電流紋波在20%以下的要求，證明所提LED 驅動器擁有較好的輸出性能。

圖8 不同輸入電壓下的輸出電流波形

3.2 實驗結果

為進一步驗證所提電路的正確性和可行性，搭建了100 W 實驗樣機，且實驗參數與仿真相同。

圖9(a)和圖9(b)為輸入電壓有效值為110 V 和90 V 時，測得相應的輸入電流的實驗波形。由圖9 可知，輸入電流的包絡線可近似看做一條正弦波，且輸出電壓和電流相位幾乎重疊。采用TEK 功率因數分析儀PA3000 對滿載時功率因數和輸入電流諧波含量進行測量，其測量結果分別為99.3%和98.7%；其諧波含量分別為3.9%和4.8%。輸入電流雖略有畸變，但諧波含量均小于5%。

圖9 輸入電壓和電流的實驗波形

圖10 為在開關頻率下輸入電流的實測波形。由圖10 可知，輸入電流明顯工作在斷續狀態(DCM)。因此，后級二極管的反向恢復時間被消除，其傳遞效率得到進一步提升。

圖10 開關頻率下的輸出電流的測量波形

為滿足節能的要求，LED 驅動器大范圍且穩定的亮度調節是其判斷性能的重要指標。圖11(a)和圖11(b)為通過對開關管S2進行PWM 調節得到的輸出電流的實驗波形。由圖11(a)和圖11(b)可知，開關管S1占空比為0.27 和0.43 時，其輸出電流的幅值分別穩定在1 A 和1.5 A。此外，輸出電流的峰－谷值與平均值的比值分別為6.9%和7.2%。因此，所提驅動器將不存在頻閃現象。圖11(c)為亮度調節的動態過程；其快速的動態響應驗證了控制單元設計的正確性。

圖11 輸出電流的實驗波形

由于削峰填谷電路經常用于日常照明電源的AC/DC 功率變換器場合，而目前文獻[15]的方案多被采用。因此，將本文與文獻[15]所提電路在不同的電壓等級下進行了效率測試，其結果如圖12 所示。圖12 中，所提電路的效率在各個測試點幾乎均高于文獻[15]，并在輸入電壓的有效值為85 V 時達到其峰值效率91.3%。

圖12 不同輸入電壓下的轉換效率

4 結論

本文提出了一種基于Boost 的新型單級AC－DC變換器，引入了優化的填谷電路，并加入一選擇開關以獲得最優性能，解決了該變換器的固有電壓應力問題，可在工程實踐中推廣應用。其他主要優點包括高功率因數、電容和主要開關上的較低的電壓應力。相比于傳統變換器的設計，本文對改進的填谷電路設計過程做出詳細討論和分析。最后，仿真和實驗結果表明，本文設計的變換器具有很好的實用性，并為工程實踐提供了有力支持。