單開關高增益低電壓應力直流變換器

余振海 胡雪峰,2 徐紫俊 汪慧茹 徐 晗

單開關高增益低電壓應力直流變換器

余振海1胡雪峰1,2徐紫俊1汪慧茹1徐 晗1

（1. 安徽工業大學，安徽 馬鞍山 243002；2. 南京信息工程大學，南京 210044）

光伏發電系統的輸出電壓較低，難以滿足并網逆變器對輸入電壓等級的要求。鑒于此，本文提出一種適用于光伏系統的單開關高增益低電壓應力直流變換器。該變換器的主要特點有：①其電壓增益是傳統Boost變換器的兩倍；②所用功率半導體器件的電壓應力是傳統Boost變換器的一半，有利于選擇低電壓應力和低導通電阻的功率器件；③電容通過并聯充電、串聯放電，輸入與輸出端之間電位差變化較小。對變換器的工作原理、特性及工作模態進行詳細分析，與其他同類型變換器的性能進行對比，最后通過實驗樣機驗證了所提變換器的可行性和有效性。

單開關；高增益；低電壓應力；非隔離型變換器

0 引言

傳統能源消耗巨大，并且產生一系列的環境污染問題[1-2]，發展清潔高效新能源至關重要。風能、太陽能等綠色能源具有可再生無污染等優勢，被積極研發利用。然而，光伏等新能源發電受外界環境變化影響，輸出電壓較低且不穩定，無法被直接利用。因此，結構簡單、成本低且效率高的直流變換器得到大量研究和應用[3-6]。

為了解決電壓增益問題，研究人員提出了多種解決方案。文獻[7]使用隔離變壓器，通過改變一、二次繞組匝比達到升壓目的。然而，變壓器存在漏感，降低了變換器的效率，且存在電磁干擾和變換器體積較大等問題。文獻[8-9]使用耦合電感，達到了高增益目的，變換器的功率密度和器件的電壓應力也有所改善，但依舊存在漏感問題。為了解決漏感問題，文獻[10]采用含有源鉗位耦合電感的變換器，漏感被重新吸收利用。文獻[11-12]使用級聯變換器，達到了高增益目的，但變換器的前端電流應力和后端電壓應力較大，變換器體積也較大，功率密度和效率較低。文獻[13]中的三電平變換器，雖然降低了器件的電壓應力，但電壓增益沒有提高。文獻[14-15]使用倍壓單元，升壓單元數量越多，升壓能力越高，但損失了變換器的效率和功率密度，因此需要在電壓增益和效率之間折中考慮。

傳統Boost變換器只有一個功率開關管，結構簡單，易于操控，被應用于多種場合。但當輸入電壓低、輸出電壓較高時，Boost變換器增益有限，不再適用。本文在傳統Boost變換器的基礎上，提出一種新型變換器，不需要變壓器，采用單開關單電感結構，電壓增益是傳統Boost變換器的兩倍。最后進行樣機實驗，驗證所提變換器性能。

1 變換器拓撲原理

1.1 變換器拓撲構成

主電路拓撲如圖1所示，in為輸入電壓，o為負載。該變換器由一個電感in，一個功率開關管S，三個電容1、2、3及三個二極管VD1、VD2、VD3構成。該拓撲結構以傳統Boost電路為基礎，變換器通過電容并聯充電、串聯放電工作，實現較高的電壓增益。

圖1 主電路拓撲

1.2 變換器工作原理

在一個工作周期內，電感電流連續模式（current continuous mode, CCM）時，該拓撲結構存在兩種工作狀態。圖2和圖3分別為變換器工作時的主要波形和變換器不同工作模態的等效電路。

圖2 變換器主要工作波形

圖3 變換器不同工作模態等效電路

如圖3（a）所示，在該工作模態下，開關管S在=0時導通，二極管VD1VD2因承受反向電壓被關斷，電源對電感in進行充電，其電流線性上升，電容1為3進行充電。在該工作模態下，流經電感in的電流斜率為

如圖3（b）所示，在該工作模態下，開關管S在1時被關斷，二極管VD1、VD2為正向導通。此時，電感in的電流下降，電源in和電感in同時給電容1、2充電。在該模態下，流經電感in的電流斜率為

2 電流連續模式下變換器穩態特性分析

2.1 電壓增益

式中：為占空比；S為工作周期。

在一個工作周期內，由伏秒平衡原理可知電感電流增加量和減少量相等，由式（3）和式（4）求得電容1兩端的電壓表達式為

在工作模態Ⅰ時，根據圖3（a）可以得到電容3兩端電壓表達式為

在工作模態Ⅱ時，根據圖3（b）可以得到電容2兩端電壓表達式為

輸出電壓表達式為

由式（5）～式（8）可以得到變換器輸出電壓表達式為

由此，可以得到變換器的電壓增益為

2.2 器件電壓應力

當開關管或二極管斷開時，它們兩端的電壓應力可通過以下方式獲得。

開關管S的電壓應力為

二極管VD1VD2VD3的電壓應力為

2.3 損耗計算

分別計算出變換器的導通損耗和開關損耗，可以求得變換器在電流連續時的效率。變換器的損耗主要由以下幾個方面求得：FS和S分別為開關管的壓降和內阻，FVD和VD分別為二極管的管壓降和內阻，r和r分別為電感和電容內阻。

開關管的導通損耗為

開關管的開關損耗為

開關管總損耗功率為

二極管VD1、VD2的導通損耗為

二極管VD3的導通損耗為

二極管的開關損耗為

二極管總損耗功率為

電感的損耗為

電容損耗為

電感總損耗功率為

電容總損耗功率為

變換器損耗總功率為

變換器在CCM下的效率為

式中：S、VD1、VD3、I和I分別為流過開關管S二極管VD1（VD2）VD3和電感、電容中的平均電流；S為開關頻率；VD()為二極管功率；VDoff為二極管關斷時的電壓；rr為反向恢復電流；b為反向恢復時間；o為輸出功率。

根據損耗計算公式，求得變換器在不同輸出功率時器件損耗分布和理論效率曲線分別如圖4和圖5所示。

圖4 損耗分布

圖5 理論效率曲線

從圖4可以看到，損耗主要分布在開關管、二極管及電感上，本文提出的直流變換器采用單開關單電感結構，可以有效提高變換器效率。從圖5可以看到，功率在200W和400W時，其效率可以達到95.61%和94.76%，有較高的轉換效率。

2.4 性能比較

選擇幾種同類型的變換器，與本文所提變換器進行性能比較，包括元器件數量、電壓增益和電壓應力等，見表1。傳統Boost電路結構簡潔，但電壓增益有限，且器件電壓應力與輸出電壓相等，電壓應力相對較大。文獻[16]所提變換器結構和控制電路都較簡單，但電壓增益略低，且在輸出電壓相同時，器件電壓應力較大。文獻[17]與本文所提變換器具有相同的電壓增益和電壓應力，但其拓撲結構使用的二極管數量比本文所提變換器多1倍。文獻[18]中的變換器采用大量電容和二極管，雖然電壓增益比本文所提變換器高，但增加了變換器的尺寸。在電壓增益要求不是特別高的情況下，綜合考慮本文所提拓撲性能更優。

表1 本文所提變換器與其他變換器性能比較

3 電流斷續模式下工作原理與穩態分析

變換器工作在電流斷續模式（current discon- tinuous mode, DCM）時，變換器有三個工作模態，前兩種狀態與電流連續（CCM）時相似，第三種模態時，半導體上的電流降低到零，只有電容2、3為負載提供能量，其等效電路如圖6所示，圖7為變換器在DCM狀態下主要工作波形。

圖6 電感電流斷續時的等效電路

圖7 DCM狀態下主要工作波形

在DCM狀態下，開關管S導通時，電感上電流的增加量與CCM狀態下相同，電感上電流峰值為

開關管S關斷時，電感上電流減少量為

由式（3）和式（27）可以求得電容1兩端電壓表達式為

電容2、3兩端電壓與在CCM狀態下相同。由此可以求得變換器在DCM狀態下輸出電壓為

由式（29）可知

一個工作周期內，電容的平均電流為零，由此可得

由o=o/o，將式（26）、式（30）代入式（31）可得

定義電感的時間常數為

由式（32）和式（33）求得變換器在DCM狀態下的電壓增益為

假設變換器在CCM與DCM狀態下電壓增益相同，則存在邊界條件，由式（34）可得邊界條件為

圖8 變換器的臨界電感時間常數與占空比關系曲線

4 關鍵參數設計

4.1 電感的設計

其中，電流紋波峰值表達式為

輸入電感電流大小表達式為

由式（36）～式（38）可以得到輸入電感in的表達式為

4.2 電容的設計

選擇電容時，主要考慮電容的電壓應力及電容脈動量。考慮到電容兩端紋波，一般要求電容紋波要小于1%，即其紋波電壓滿足

由式（5）可知，電容1的電壓大小為

電容1的電荷變化量為

由式（40）～式（42）可以求得電容1表達式為

同理可以求出電容2、3的值。

5 實驗結果與分析

為了進一步驗證變換器工作原理和理論分析的正確性，本文研制一臺實驗樣機，樣機實物如圖9所示，實驗電路參數見表2，實驗結果如圖10所示。

圖9 樣機實物

圖10為變換器的實驗波形。圖10（a）中，、和o分別為電容2、3和輸出的電壓。當輸入電壓in=40V，占空比=0.6時，電容電壓==100V，輸出電壓o=200V，o是電容2和3電壓之和，與理論分析一致。傳統Boost電路，在相同輸入條件下，電壓增益僅達到新提出拓撲的一半，新型直流變換器具有較高的電壓增益。圖10（b）中，S為開關管S的電壓應力，為電感in的電流的波形。當開關管導通時，開關管兩端電壓為零，電感電流增大，電感充電；當開關管關斷時，其電壓應力S=100V，為輸出電壓的一半，in和電感in為電容1、2充電，電感電流下降，實驗結果與理論分析一致。圖10（c）為二極管VD1、VD2、VD3的電壓應力波形，在輸出電壓o=200V時，器件電壓應力VD1=VD2=VD3=100V，其電壓應力為輸出電壓的一半，實驗結果與理論分析一致。

表2 實驗電路參數

圖10（d）和圖10（e）分別給出了負載擾動和輸入跳變時的輸出波形。圖10（d）為負載跳變（400W→200W→400W）時的輸出動態響應結果，o為輸出電流。負載跳變時，輸出電壓維持在200V不變，保持穩定。圖10（e）為輸入電壓改變（40V→20V→40V）時的動態結果，輸入電壓由40V突變為20V時，輸出隨之改變，但立刻恢復到原來的電壓。改變負載和輸入時，輸出電壓依舊維持不變，表明變換器具有良好的動態響應性能。

圖11為變換器的實際效率曲線，是在改變負載、輸入保持在in=40V不變的情況下測得。在輸出功率相同時，圖11實際效率曲線比圖5的理論效率略低，但總體較為接近。結果表明，實驗效率與理論計算結果基本一致。

圖11 實際效率曲線

6 結論

本文提出的一種新型DC-DC變換器，該變換器無需變壓器且采用單開關單電感結構，其電壓增益比傳統Boost變換器高出1倍，且器件電壓應力為輸出電壓一半，可采用低耐壓等級和低導通電阻的高性能開關器件，效率較高；拓撲結構簡潔，制造成本低，控制方法簡單，功率密度高；輸入輸出之間電位變化較小，輸入輸出擾動時性能穩定，適用于光伏發電等場合。

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Single switch high gain low voltage stress DC converter

YU Zhenhai1HU Xuefeng1,2XU Zijun1WANG Huiru1XU Han1

(1. Anhui University of Technology, Maanshan, Anhui 243002;2. Nanjing University of Information Science & Technology, Nanjing 210044)

The output voltage of photovoltaic power generation system is low, which is difficult to meet the requirements of the input voltage level of grid-connected inverter. In this paper, a single-switch high-gain and low-voltage stress DC converter is proposed for photovoltaic system. The main features of the converter are: ① its voltage gain is twice that of the traditional Boost converter; ② the voltage stress of the power semiconductor device is half of that of the traditional Boost converter, which is conducive to selecting power devices with low voltage stress and low on-resistance; ③ the capacitor is discharged in series and charged in parallel, and the potential difference between the input and output is small. The working principle, characteristics and working mode of the converter are analyzed in detail. The performance is compared with other converters of the same type. Finally the feasibility and effectiveness of the proposed converter are verified by experimental prototype.

single switch; high gain; low voltage stress; nonisolated converter

2022-03-09

2022-04-09

余振海（1996—），男，安徽省宿州市人，碩士研究生，主要從事新能源發電與控制方面的研究工作。