新型光接收系統架構：應用于超大容量低成本的短距光互連

計紅林，李雪陽，賀志學，胡衛生,2，William Shieh

（1. 鵬城實驗室先進承載網絡技術研究所，廣東 深圳 518055； 2. 上海交通大學區域光纖通信網與新型光通信系統國家重點實驗室，上海 200240； 3. 墨爾本大學電氣與電子工程系，澳大利亞 墨爾本 3010）

0 引言

超大規模數據中心和算力中心的廣泛部署支撐起如今繁榮的數字經濟時代。為構建一體化的新型算力平臺，國家部署的東數西算工程將東部算力需求引導到西部數據中心[1]，這將極大地增加光網絡的容量需求。同時，許多新興互聯網應用（如移動端視頻流服務、自動駕駛、智慧城市等）的出現將進一步推動短距離光網絡中的流量增長[2]。根據電氣電子工程師學會（Institute of Electrical an2 Electronics Engineers，IEEE）的以太網路線規劃圖，800 GE～1.6 TE的通信設備將在2023年開始商業化部署并取代目前已廣泛交付的400 GE光通信設備，成為下一代以太網接口的目標交換速率[3]。為了滿足這種快速流量增長的需求，短距離光網絡需要使用更高速的傳輸鏈路。由于傳輸系統的大規模部署，收發機的成本在短距光互連系統中占據了最主要的部分，因此，短距光互連系統需要在提升容量的同時保持低成本的特點。目前，短距離光網絡的傳輸鏈路主要基于傳統的直調直檢，使用非相干的一維強度調制信號。為了增加光鏈路的傳輸速率，目前較多采用的方案是使用多通道并行傳輸的粗波分復用技術。因此，標準化的400 GE光通信設備使用了8個50 Gbit/s的波長通道。沿用相同的思路，為了實現下一代800 GE/1.6 TE的接口速率目標，新一代通信設備需要使用更多的波長通道或者增加單個通道的傳輸速率。然而，堆疊更多的波長通道需要更多的激光器且需進行復雜的波長管理，這會導致運營管理成本的急劇增加。如果單波長使用更高的傳輸速率，將對保持電信號的完整性帶來巨大的挑戰并會增加系統鏈路的功率耗散。這些問題的根源在于傳統的直調直檢只能檢測信號的強度信息而丟失了相位分集功能，不能實現高階信號的調制和檢測。

因此，提升傳統直調直檢系統傳輸速率的難題進一步強調了充分利用更多信道維度的重要性，如相位和偏振維度。借助高階調制信號，系統可以在增加傳輸速率的同時降低系統符號速率和器件帶寬。因此，近年來，在短距光互連系統的研究中，經典的數字相干傳輸系統由于能夠調制和檢測高階信號而受到越來越多的關注。然而，經典的相干傳輸系統需要昂貴的窄線寬激光源和高復雜度的數字信號處理，這使其主要應用于長途骨干網和中長距離的城域網。隨著硅基光子集成技術的發展，相干收發機所需要的光電器件（如光場調制器、相干接收機等），都能夠被集成到硅光平臺上，實現低成本、小型化光模塊的批量生產。然而，所需的窄線寬激光源需要復雜且昂貴的異質集成工藝[4-6]。該昂貴的窄線寬激光器以及復雜的數字信號處理限制了經典相干光傳輸系統在短距離光互連中的進一步應用。為了在增加傳輸速率的同時保持低成本的特點，短距光互連系統需要采用新型的光接收系統架構。

該新型的光接收系統架構旨在結合相干檢測和直接檢測的優點，與相干傳輸系統類似，能夠恢復光場信號且補償各種各樣的信道損傷（如光纖色散和器件帶限效應等），從而實現基于高階調制格式的大容量傳輸；同時也能夠像直調直檢系統擁有簡單的接收機結構不需要昂貴的本振激光源，且所需的數字信號處理復雜度低沒有頻偏和相位噪聲補償過程，在發射端能夠采用低成本的大線寬非冷卻激光源。鑒于此，新型的光接收系統架構主要基于自相干檢測，彌補相干傳輸和直調直檢系統之間的研究空白，使直接檢測系統也能實現高階調制和光場信號的恢復。在自相干檢測系統中，自相干的光載波是線性化信道、恢復光場所必需的。因此，在發射端，該自相干的載波和高階調制信號可以共享一個激光源消除頻率偏差和相位噪聲的影響，同時降低波長管理成本。自相干的載波和調制信號可以使用單纖或者雙工光纖傳遞到接收端。在接收端，新型的光接收機在不需要窄線寬本振激光源的前提下，如何實現光場信號的恢復將是本文討論的重點。

本文以信號復用維度為主線，介紹實現大容量低成本短距光互連的新型單偏振、雙偏振和少模光接收系統架構。類似于相干檢測，本文討論的新型光接收系統都能夠恢復光場信號、補償信道損傷、實現高階調制，且類似于直接檢測不需要本振激光源；從硬件和算法上降低系統的成本和功耗。

1 新型單偏振光接收系統架構

在本節里，單偏振是指高階調制信號和自相干光載波在光纖的同一個偏振上傳輸。信號和自相干載波在正交偏振上傳輸會浪費一個偏振維度，且需使用單模斯托克斯矢量接收機檢測和恢復信號[7]。在同一個偏振上，信號和自相干光載波可以在時域或者頻域上傳遞給接收機。在時域上，信號和光載波可以分別占據不同的時隙[8-9]，但該方式會降低系統的光譜效率。因此，本節的新型單偏振光接收系統是在頻域上同時傳遞信號和光載波給接收機而不需要犧牲光譜效率。相對于光載波的位置，該高階調制信號在頻域上可以以單邊帶或者雙邊帶的形式存在。單邊帶信號可以使用Kramers-Kronig接收機恢復[10]，但系統的電頻譜效率會降低一半。因此，本節介紹的新型單偏振光接收機的目標是通過直接檢測恢復復值雙邊帶的高階調制信號。該新型的單偏振光接收機擁有和單偏振零差相干傳輸系統相同的光譜和電譜效率，同時類似直接檢測不需要使用本振激光源。針對該新型的單偏振光接收系統，本文提出了以下幾種方案。

? 載波協助的差分檢測接收機[11-19]。

? 非對稱自相干探測接收機[20-22]。

? 基于馬赫-曾德干涉的非對稱自相干探測接收機[23]。

1.1 載波協助的差分檢測接收機

載波協助的差分檢測接收機結構如圖1所示。其中，基礎載波協助的差分檢測接收機結構如圖1（a）所示，接收的光信號包括雙邊帶復信號S和自相干零差的光載波C。該接收的光信號經過分光器分成兩個支路，一路輸入廣義的光濾波器，另一路直接輸入90°光混頻器。該廣義的光濾波器可以是純光時延、相位型濾波器（如色散）和光帶通濾波器（其相位響應可以包含任意的群時延）。廣義光濾波器的輸出經過分光器后再分成兩路，一路輸入90°光混頻器，另一路直接被單端光電探測器轉換為電信號。90°光混頻器的輸出通過兩個平衡光電探測器完成光電信號的轉換。為了便于解釋，所有用到的光電器件的物理效率都假設單位是1，例如分光器分光比、濾波器插損、光電探測器的響應度等。因此，接收的光信號可以表示為 ()cst+ 。雙邊帶復信號()st可以是單載波調制信號或者任意的多載波調制信號。假設廣義光濾波器的中心波長正好位于自相干光載波c處，經過光濾波器后，產生的光信號可以表示為c+r(t)，r(t)是濾波后的雙邊帶復信號，可以表示為：

圖1 載波協助的差分檢測接收機結構

其中，?代表卷積操作，T(t)是廣義光濾波器在基帶的時域脈沖響應。這里需要注意的是，該廣義光濾波器可能會對光載波c產生一個相位響應系數，該系數可以分解出來并歸入濾波器響應T(t)中。從圖1（a）中的3個光電探測器得到的輸出波形可以表示為：

其中，*代表復共軛，Re[·]和Im[·]分別代表取一個復變量的實部和虛部。聯合式（2）～式（4），在數字域可以重建一個新信號R1，該新信號可以表示為：

其中，SSBI1=r*(s-r)是信號和信號拍頻的二階干擾。式（5）的第一項是線性的，將用來恢復接收的復值雙邊帶信號s(t)。光濾波器的帶寬越窄，所產生的二階干擾 SSBI1越小，這有利于提高接收機的性能并逼近相干檢測接收機的靈敏度。因此，接收的雙邊帶復信號在頻域可以恢復為：

其中，F(·)代表傅里葉變換，T(f)是光濾波器的頻域脈沖響應。因此，載波協助的差分檢測接收機的廣義傳遞函數是H1(f) =1 -T(f)。當使用純光時延作為廣義濾波器的一種實現方法時，該接收機的傳遞函數可以表示為H1(f) =1 - e-j2πfτ，τ是所使用的純光延時大小。在式（6）中，需要估計和消除二階干擾項 SSBI1，這可以通過使用二階干擾迭代消除算法實現[12]，這里不贅述。當恢復接收的光場信號s(t)后，就可以補償光纖色散等信道損傷，實現高階調制和高譜效傳輸。

為了進一步降低載波協助差分檢測接收機結構的復雜度，簡化的接收機結構如圖1（b）所示。相比于圖1（a），其移除了單端光電探測器支路。此時，提出的接收機所需的平衡光電探測器和模數轉換器的數量與單偏振相干接收機是一樣的，但是提出的載波協助差分檢測接收機不需要昂貴的窄線寬本振激光源也能實現光場恢復。通過使用圖1（b）中僅有的兩個平衡探測器，可以在數字域重建一個新信號R2，該新重建的新信號可以表示為：

這里產生的二階信號干擾項 SSBI2=sr*-s*r?T*。在式（7）中，前兩項是線性信號項，將用于光場信號的恢復。一般情況下，光濾波器的響應T(t)是未知的。為了重建新信號R2，需要首先知道光濾波器的響應T(t)。為了估計光濾波器的響應T(t)，可以使用子載波交織的訓練序列。類似于圖1（a）的檢測方式，接收的復值雙邊帶信號在頻域可以恢復為：

因此，對于簡化的載波協助差分檢測接收結構，接收機的傳遞函數是H2(f) =1 -T(f)T*(-f)。相比于圖1（a）的接收機結構，簡化的載波協助的差分檢測接收機的等效廣義光濾波器響應是T(f)T*(-f)，這相當于兩個濾波器級聯且其時域脈沖響應是相互共軛的。所以，簡化的載波協助的差分檢測接收機雖然只用一個光濾波器，其等效廣義光濾波器響應相當于兩個相同濾波器的級聯，這將會有更窄的等效濾波器帶寬以及更陡峭的滾降邊緣。因此，相比于圖1（a）的接收機結構，該簡化的載波協助的差分檢測接收機將會有更小的二階信號干擾以及更好的傳輸性能。但是，一些有對稱相位響應的廣義光濾波器（例如色散），不能用于簡化的載波協助的差分檢測接收結構，因為色散的頻響與頻率成二階關系，其等效的濾波器響應是單位1，這會使傳遞函數H2(f)變為零。為了消除式（8）里的二階信號干擾項SSBI2，也可以使用二階干擾迭代消除算法[17]，這里也不再贅述。

對于載波協助的差分檢測接收機結構以及其簡化版本，其傳遞函數在零頻位置有接近于零的幅度響應，這是因為濾波器的中心波長位于自相干載波處而產生的現象。此外，載波協助的差分檢測接收機固有的二階信號干擾在頻域呈現類似三角形的形狀。因此，在零頻的位置，二階信號干擾最強。對重建的信號R1/R2除以傳遞函數恢復接收的復雙邊帶信號時，在低頻區的二階信號干擾和噪聲將會被放大。為避免性能的惡化，可以在信號的上下邊帶之間或者零頻位置設置一個保護間隔。在該保護間隔內不加載任何信號。雖然大的頻率保護間隔有利于提升性能，但會降低接收機的電頻譜效率。因此，需要平衡電頻譜效率和傳輸性能。需要注意的是，該頻率保護間隔通常很小，不能容納所有的二階信號干擾，以保持和相干傳輸系統相似的電頻譜效率。

1.2 非對稱自相干探測接收機

非對稱自相干探測接收機是用于自相干雙邊帶復數信號相場恢復的另一種方案。對于表示為c+s(t)的自相干雙邊帶復數信號，其光場強度可直接抽取信號s(t)的實數部分。基于此，本文設計另一路互補的探測分支，使光信號經過一個優化設計的光傳遞函數后，對光場強度的平方探測可用于抽取信號的虛部。因此，本文可以聯合兩路探測分支恢復完整的信號復振幅，實現鏈路損傷在接收端的數字域補償，提升系統通信速率。非對稱自相干探測接收機示意圖如圖2所示。

為簡化分析，本文忽略接收機噪聲，將電信號i1(t)與i2(t)分別表示如下：

其中，h(t)為光傳遞函數，Re(x)表示x的實部，是x的共軛，自拍頻串擾以及分別記作r1(t)和r2(t)。如文獻[20]中推導，可以分別得到s(t)實部sI(t)和虛部sQ(t)在頻域的表達式如下：

其中，各信號的傅里葉變換由相應的大寫字母表示，與光濾波器配置有關的響應函數P(ω)與Q(ω)的具體表示由文獻[20]給出，而自拍頻串擾項R1(ω)及R2(ω)可通過循環算法消除[21-22]。由式（11）與式（12）可得到光濾波器采取不同傳遞函數重建信號的表達式。例如，當一個色散器件用于抽取信號虛部時，信號的虛部在頻域可表達為（信號實部同式（11））：

其中，β2是傳輸常數的二階導數。而當光濾波器為一個邊帶抑制濾波器，即具有如下響應時：

信號的虛部在頻域可表達為：

其中，AE與AO為H(ω)振幅的奇數與偶數部分。

綜上，非對稱自相干探測接收機通過一個雙分支的簡單接收機架構實現自相干雙邊帶復數信號的相場恢復，不僅可實現鏈路中導致性能劣化的物理損傷在收端的數字域補償，還省去了接收端本振光，大大提升了系統對長途波長管理的寬容度，在短距離光互連場景中具有一定的應用潛力。進一步地，可以采取提升調制格式頻譜效率、優化濾波器傳遞函數設計、壓縮自拍頻干擾消除循環次數等技術路線提升非對稱自相干探測接收機所允納的通信速率，使其更適用于帶寬日益增長的短距光互連場景。

1.3 基于馬赫-曾德干涉的非對稱自相干探測接收機

區別于第1.2節中討論的非對稱自相干探測接收機，還可以在接收機中增加一個馬赫-曾德干涉結構，即通過s(t)與經過一定時延τ的s(t)（即s(t-τ)）的拍頻信號重建相場。基于馬赫-曾德干涉的非對稱自相干探測接收機架構示意圖如圖3所示。對比圖2中的接收機架構，該架構同樣僅采用兩個實信號接收分支重建二維復數信號的相場。

圖3 基于馬赫-曾德干涉的非對稱自相干探測接收機架構示意圖

圖3中模數轉換器探測的連續電信號i1(t)與i2(t)可分別表示如下。

其中，τ是圖3所示光信號群時延。為方便表示，將信號自拍頻串擾和 Im (s(t)s*(t-τ))/T分別記作u1(t)和u2(t)，由文獻[23]可得到重建相場實部與虛部的頻域表示：

注意此處連續信號的傅里葉變換由相應的大寫字母表示，δ(x)是狄拉克函數。類似地，式（18）與式（19）的信號自拍頻串擾項可通過循環算法消除，進而得到線性化的信號相場。由于基于圖3的馬赫-曾德干涉的非對稱自相干探測接收機所重建的信號實部與信號虛部各自含有一個非理想傳遞函數，即 1/(1 +e-jωτ)與 1/(1 - e-jωτ)。非理想的接收機傳遞函數在頻域上具有多個零點，將導致重建信號信噪比在部分頻域區間受到增強的噪聲與非線性串擾影響而劣化。為了提升信號信噪比并最大化接收機通信速率，可以使用如圖4所示改進的基于馬赫-曾德干涉的非對稱自相干探測接收機架構示意圖，即通過增加一路額外的基于單端探測器的直檢分支消除重建信號實部的非理想傳遞函數。對比圖3，圖4中改進的接收機方案仍只需兩個模數轉換器，僅在硬件復雜度上將一個單端的探測器替換為平衡探測器。

圖4 改進的基于馬赫-曾德干涉的非對稱自相干 探測接收機架構示意圖

基于該改進方案，有如下相場重建表達式：

顯然，該重建信號僅在虛部上受到非理想傳遞函數影響。

此類接收機（包括非對稱自相干接收機或載波協助差分探測接收機）難以區分自相干信號的載波與信號成分，并給予差異化的響應，所重建信號中的噪聲與自拍頻串擾均受到自相干接收機非理想傳遞函數的影響，需要合理優化調制信號頻域分布，實現信號傳輸。對比圖2無干涉結構的非對稱自相干探測接收機，基于馬赫-曾德干涉的非對稱自相干探測接收機在頻域具有更均勻的串擾/噪聲增強分布，便于在信號調制時加載數個帶寬相同的數字子載波，但同時對接收機兩路接收的時偏、強度偏移有更苛刻的要求[31-34]。

2 新型雙偏振光接收系統架構

本節介紹的新型雙偏振光接收系統架構基于同源自相干零差檢測，用于調制和接收雙偏振復雙邊帶信號。其中，信號和載波使用雙工光纖獨立傳輸，以此降低經典偏振分集相干接收機的成本以及數字信號處理復雜度。然而，由于使用獨立的光纖傳遞同源自相干的本振信號，其偏振態會以一定速率快速隨機地變化。對使用經典的偏振分集相干接收機結構來說，當接收到的本振信號偏振與偏振分束器的本征偏振之一對齊時，會造成另一個偏振的功率完全丟失，即功率凋零或者偏振凋零現象。因此，對新型雙偏振光接收系統機構來說，核心問題是如何避免或者處理該偏振凋零的問題。為了解決接收到的本振信號的偏振隨機變化問題以及偏振凋零現象，最直接的方式是在經典的偏振分集相干接收機結構使用一個自動偏振控制器調節接收到的本振信號偏振態[24]，使接收到的本振信號經過自動偏振控制器后，兩個偏振有相等的載波功率保障信號和載波的正確拍頻。該偏振控制器需要能夠將輸入的任意偏振態轉換為所需要的固定輸出偏振態。這個轉換過程必須是一種連續的或者無止盡的方式，稱為無重置方式[25]，任意變化的輸入偏振態都不會被用戶感知。然而，為了實現透明的偏振轉換，該自動偏振控制器總是需要復雜的控制系統和反饋算法。為了應對各種各樣的電磁環境，特別是在一些極端環境（如閃電、暴風雨等）下，該自動偏振控制器的響應速度必須要達到106ra2/s及以上[26-27]。到目前為止，工程設計實現的自動偏振控制器的偏振追蹤速度僅能夠達到104ra2/s[28]。而且，對于600 Gbit/s的相干光傳輸系統，所使用的自動偏振控制器僅能夠在300 ra2/s以內保證系統傳輸性能不會下降[29]。鑒于此，提出了兩個基于電數字信號處理算法實現的高速偏振追蹤而不需要借助任何光偏振控制或者自動偏振控制的方案：混合的偏振分集相干接收機[30]和互補的偏振分集相干接收機[31-34]。

2.1 混合的偏振分集相干接收機

混合的偏振分集相干接收機結構如圖5所示，它包括一個單偏振相干接收機（右上角的90°光混頻器以及跟隨的兩個平衡光電探測器）和一個斯托克斯矢量接收機（包括3個平衡光電探測器）。該結構和經典的偏振分集相干接收機有著顯著的區別，創新性地引入了斯托克斯矢量接收機。接收到的雙偏振信號和自相干載波首先經過兩個分光器分別分成相同的兩個支路，其中，兩個支路分別連接單偏振相干接收機，另外兩個支路由光耦合器合并為一個光信號作為斯托克斯矢量接收機的輸入。該結構不需要任何的光偏振控制或者自動偏振控制器也能應對任意的輸入偏振態，且信號恢復方式與經典相干探測原理有較大的區別。

為了便于解釋，使用接收的自相干載波的偏振坐標系作為信號和載波的公共偏振參考坐標系。在參考偏振坐標系中，接收的雙偏振信號 RE和自相干載波C在瓊斯空間中的電場可以分別表示為：

其中，XR和YR是經過光纖傳輸后接收的兩個正交偏振的信息承載信號，它們是發射的雙偏振信號的一個線性組合。在實際中，信號和自相干載波兩路的光纖長度可能不是精確匹配的，在接收的信號和載波之間可能存在一個慢的相位漂移和殘余的相位噪聲。該相位漂移可以被歸入雙偏振信號ER中，并可以被數字信號處理算法估計和消除。因此，從單偏振的相干接收機，可以恢復得到與載波偏振相平行的信號偏振成分：

其中，上標H代表厄米操作（包括共軛和轉置）。為了恢復正交偏振RY，使用了斯托克斯矢量接收機。該斯托克斯矢量接收機作為一個偏振追蹤儀，可以跟蹤輸入信號的任意偏振態。由于雙偏振信號和自相干載波的電場基于同一個偏振坐標系，斯托克斯矢量接收機的輸入場信號在瓊斯空間中可以表示為ER+C= [XR+ 1,YR]。從斯托克斯矢量接收機，可以得到ER+C的一個完備的斯托克斯矢量：

由于接收的 REC+ 信號的偏振態和斯托克斯矢量接收機中的偏振分束器的本征偏振態不是對齊的，為獲得 REC+ 的斯托克斯矢量，需要先對接收的斯托克斯矢量進行斯托克斯空間中的偏振恢復[35]。該過程只需要通過一定方法獲取一個3×3的實值偏振旋轉矩陣即可實現。因此，在獲取ER+C信號的斯托克斯矢量后，正交的偏振態YR可以恢復為：

提出的混合偏振分集相干接收機不存在偏振凋零現象，因為在接收雙偏振信號和自相干載波后只使用了分光器和耦合器產生單偏振相干接收機和斯托克斯矢量接收機的輸入信號。為了追蹤信號和載波偏振態的變化，前面提到的斯托克斯空間的偏振恢復算法和2×2 MIMO算法需要自適應地更新相應的信道系數。因此，提出的混合偏振分集相干接收機在斯托克斯空間和瓊斯空間都使用了數字酉變換，不需要對接收的自相干本振信號進行光偏振控制就可以避免偏振凋零現象并能處理任意接收到的載波偏振態。因此，提出的混合偏振分集相干接收機對任意的偏振態是穩健的。

2.2 互補的偏振分集相干接收機

進一步提出的互補的偏振分集相干接收機結構如圖6所示。區別于經典的偏振分集相干接收機，該接收機也能夠應對任意輸入的偏振態。在該接收機結構中，最上面和最下面的兩個90°光混頻器的作用和經典的偏振分集相干接收機是一樣的。為了克服偏振凋零現象，引入第3個90°光混頻器（中間的器件）實現互補的偏振分集相干探測。接收的雙偏振信號和任意偏振態的自相干載波仍然分別被偏振分束器分為兩束偏振光。注意，在每個偏振分束器后需要使用手動的偏振控制器將一個輸出偏振與另一個偏振對齊，才能進行隨后的信號分光和耦合操作。在偏振分束器后，信號和自相干載波的兩個偏振都被光耦合器結合形成一個互補的偏振分量。聯合互補的偏振分量，雙偏振信號的3個偏振分量分別和自相干載波的3個偏振分量輸入3個90°光混頻器，實現全相干檢測。

圖6 互補的偏振分集相干接收機結構

接收到的雙偏振信號S和自相干載波C的電場在瓊斯空間中可以分別表示為：

其中，X/Y指代兩個正交的偏振。同樣，為了便于解釋，省去一些煩瑣的常數和相位延遲因子。經過偏振分束器、分光器、耦合器后，增強的偏振信號SE和載波CE可以表示為：

其中，S2/C2即產生的互補偏振分量。矢量SE和CE都有3個分量但它們在線性空間的維度僅是2。為了避免復雜的自動偏振控制器，冗余的偏振成分，即互補的偏振分量C2是必要的，使接收的自相干載波C成為一個增強的自相干載波信號CE。自相干載波在本質上是單偏振的。類似經典的偏振分集相干系統，偏振成分C1/C3在互補的偏振分集相干接收機中也會發生偏振凋零現象。注意，受式（28）中的條件所限，C1/C3不可能同時處于偏振凋零狀態。在這種情況下，互補的偏振分量 2C能夠再生凋零的偏振分量，從而避免了偏振凋零所帶來的信號丟失問題。當沒有偏振凋零現象發生時，兩個偏振分量 1C和 3C有相同的光功率但相位差異可能是π，這會導致互補的偏振分量處于偏振凋零狀態。在這樣一種偏振狀態下，兩個偏振分量 1C和 3C將提供偏振分集探測，這和經典的偏振分集相干探測原理是一樣的。互補的偏振分集相干接收機至少有兩個90°光混頻器有輸出信號，這保證了互補的偏振分集相干接收機對任意的輸入偏振態是穩健的。從3個90°光混頻器（包括六個平衡探測器）輸出的電信號在經過復信號成形后，得到的電矢量信號 ER可以表示為：

其中，操作符?表示點對點的乘積，*代表復共軛。獲得的電輸出矢量 ER是一個線性矢量場信號，包含了發射的雙偏振信號的一個線性組合。為了進行偏振解復用，即偏振追蹤，瓊斯空間的3×2 MIMO需要被用來恢復發射的雙偏振信號。相比于經典偏振分集相干接收機中的標準數字信號處理流程，唯一需要改動的是該3×2 MIMO偏振解復用算法，其他大多數標準相干數字信號處理算法可以重用在該互補的偏振分集相干接收機中。

在系統復雜度方面，相比于經典的偏振分集相干接收機，提出的混合和互補的偏振分集相干接收機都需要額外的一個或者兩個平衡探測器以及對應數量的模數轉換芯片。隨著先進的硅光集成技術的到來，這些硬件成本的差異將會很小，甚至可以忽略，因為集成接收機的成本僅由片上接收機的成本決定而不是所用器件的數量。同時，相比于經典的偏振分集相干接收機，提出的混合和互補的偏振分集相干接收機的優勢是不需要任何光偏振控制或者自動偏振控制器，偏振追蹤的速度完全由電數字信號處理決定，可以在算法中靈活調節；最高偏振追蹤速度可以達到發射信號的符號速率級別或者109ra2/s級別，這是自動偏振控制器很難達到的偏振追蹤速率。

3 新型少模光接收系統架構

本節介紹的新型少模光接收機系統架構是指信號在少模光纖中傳輸，輸出的少模信號能夠被新型少模光接收機直接探測和接收，不需要使用本振激光源。以往的斯托克斯矢量直接檢測檢接收機的研究主要集中在單模光纖傳輸系統中，用來恢復單個模式包含兩個正交偏振的信號。近年來，基于少模光纖的模分復用傳輸能夠進一步擴展單模光纖地傳輸容量而逐漸被廣泛地關注和探索。在弱耦合或者強耦合光纖中，由于外界環境的擾動或者光纖幾何形狀的不完美性，不可避免地會發生模間耦合效應以及存在差分模群時延，這需要恢復光場并使用MIMO算法才能夠消除這些信道損傷并恢復不同的空間偏振模式。然而，迄今為止，該類模分復用傳輸系統都是基于相干探測接收和恢復每一個空間偏振模式。因此，本節將討論利用直接檢測的方式進行模分復用傳輸。該模分復用傳輸系統是基于高維的斯托克斯矢量直接檢測接收機結構[36]。

在介紹基于直接檢測的模分復用傳輸這個概念前，首先討論高維斯托克斯矢量理論。以往的基于斯托克斯矢量的傳輸是基于單模光纖的。因此，進一步擴展單模斯托克斯矢量理論，介紹兩模式的高維斯托克斯矢量理論，可以選取具有兩個空間模式以及兩個偏振模式的LP11模組作為一個例子：LP11ax、LP11ay、LP11bx、和LP11by。這里x和y代表兩個正交的偏振模式，a和b代表同一模式不同的空間分布。該少模光信號在四維廣義瓊斯空間的中的電場可以表示為：

N維的廣義瓊斯空間和N2-1維的廣義高維斯托克斯空間是同構的，N代表少模光纖中空間偏振模式的數量。對于式（32），N=4。因此，N2-1個無跡厄米矩陣滿足跡正交條件構成了高維斯托克斯矢量分析的基礎。例如，在單模光纖中，被用來分析偏振模色散的3個泡利矩陣[37]即是一組無跡厄米矩陣，對應N= 2的兩個正交偏振模式。為了便于分析，忽略了少模光纖中的模式依賴損耗和偏振依賴損耗。對歸一化的瓊斯矢量|ψ使用包括無跡厄米矩陣的跡正交條件在內的正交投影，可以得到瓊斯空間4個空間偏振模式的15維斯托克斯矢量[38-41]：

這里n= 4對應4個空間偏振模式。從歸一化的瓊斯矢量|ψ可知，該15維的高維斯托克斯矢量代表著單位幅度的兩個空間模式，也說明該高維的斯托克斯矢量是在一個15維的單位球上。該高維的斯托克斯矢量是單模斯托克斯矢量理論的延伸，可以擴展到多模波導中的任意N個維度。相比于瓊斯矢量|ψ，高維斯托克斯矢量的每一個參數是任意兩個偏振模式之間的拍頻。因此，接收到的高維斯托克斯矢量對激光器內在的相位噪聲是免疫的，這可以簡化數字信號處理的復雜度,例如頻偏和相位噪聲補償。

為了線性化光傳輸信道，選取一個偏振模式ψ4(LP11by)傳輸自相干光載波，其他3個偏振模式調制復雙邊帶光信號。因此，在對接收的高維斯托克斯矢量的分量進行復信號成形后，復數項擁有3個空間偏振模式的所有相位分集信息，可以看作發射信號的線性復制，不會遭受色散引起的功率凋零現象，并且在恢復光場信號后可以補償色散。相比于單偏振的相干傳輸系統，基于高維斯托克斯矢量的直接檢測模分復用傳輸系統的容量擴展了3倍。在經過少模光纖傳輸后，接收的高維斯托克斯矢量會遭受到模間耦合和模內耦合（偏振旋轉）的影響。受少模光纖彎曲、環境擾動以及纖芯幾何形狀不完美等因素影響，該模式耦合效應存在于整個少模光纖鏈路。在斯托克斯空間，該模式耦合效應可以用一個信道旋轉矩陣表征。由于存在差分模群時延以及偏振模色散效應，信道旋轉矩陣地每個元素可能是多抽頭的。類似于相干檢測，在恢復光場信號后，這個多抽頭的信道旋轉矩陣可以使用先進的數字信號處理算法估計并補償。

基于高維斯托克斯矢量直接檢測接收機的模分復用傳輸系統如圖7所示，是基于直接檢測的模分復用傳輸系統，使用少模光纖的兩個空間模式：LP11a和LP11b。接收機是基于高維斯托克斯矢量直接檢測理論。兩個空間模式的4個偏振共用一個激光源，其中，一個偏振模式ψ4(LP11by)傳輸自相干光載波，另外3個偏振模式分別使用IQ調制器傳輸高階調制的復雙邊帶信號。為了在實驗中模擬模分復用傳輸，3個偏振模式傳輸了相同的信號，但使用了不同長度的光延時線進行數據解耦操作。在經過偏振合束器后，光子燈籠將單模光纖信號轉換為少模光纖里的空間模式LP11信號。在經過少模光纖傳輸后，光子燈籠將接收的少模信號LP11a和LP11b轉換為兩個單模信號，并分別加上等量的光噪聲，模擬光傳輸過程中光信噪比的變化。為了節省需要的光電探測器數量以及模數轉換器端口數，接收機是基于時分復用的接收結構，聲光調制器用來控制信號光的開與關，起門控的作用。根據式（33），需要得到4個偏振模式之間兩兩的信號拍頻。因此，接收機需要使用6個90°光混頻器。3×3光耦合器在只有兩個輸入的情況下能夠起到和90°光混頻器相同的功能[43-44]。因此，6個低成本的3×3光耦合器被用來代替所需的90°光混頻器。3×3光耦合器的3個輸出分別使用不同長度的光延時線時延并結合為一個光輸出，使用一個單端的光電探測器探測。在本系統中，通過使用時分復用的接收結構，將原本需要18個光電探測器數量降為6個。對接收的18個端口的電信號使用18×3 MIMO[45]，可以恢復發射的3個偏振模信號。

圖7 基于高維斯托克斯矢量直接檢測接收機的模分復用傳輸系統

4 結束語

本文總結了作者在新型單偏振、雙偏振、少模光接收系統架構方面的研究工作。新型的光接收機結合了相干檢測和直接檢測的優點，彌補了二者之間的研究空白，能夠恢復光場信號且不需要窄線寬的本振激光源。對于新型的單偏振光接收機，提出了3種方案：載波協助的差分檢測接收機、非對稱自相干探測接收機和基于馬赫-曾德干涉的非對稱自相干探測接收機。對于新型的雙偏振光接收機，提出了兩種方案：混合的偏振分集相干接收機和互補的偏振分集相干接收機。對于新型的少模光接收機，提出了基于高維斯托克斯矢量直接檢測的模分復用傳輸系統。基于提出的新型光接收機，傳輸系統能夠基于直接檢測恢復復雙邊帶信號并補償信道損傷，實現高階調制和高譜效傳輸。本文提出的新型光接收系統架構，可用于數據中心、移動前傳和無源光網絡等短距光互連系統中，不同于傳統的相干檢測和直接檢測系統，提出的新型光接收系統架構對器件性能和光子電路有著更高的要求，如光濾波器的帶寬和溫度敏感性。硅基光子技術以其半導體工藝的先天優勢能更好地滿足短距光互連系統對容量、成本、功耗的要求，是未來信息產業發展的關鍵技術。因此，實現新型光接收機的硅基集成將是未來的主要關注點。同時，基于新型光接收系統架構實現下一代800 GE/1.6 TE及以上的接口交換速率將持續是未來的研究熱點。