可調(diào)頻率的雙通道差分輸出正弦波振蕩器的設(shè)計

鄭 倩 ,楊發(fā)順, ,馬 奎,

(1.貴州大學(xué) 大數(shù)據(jù)與信息工程學(xué)院,貴州 貴陽 550025;2.貴州省微納電子與軟件技術(shù)重點實驗室,貴州貴陽 550025;3.半導(dǎo)體功率器件可靠性教育部工程研究中心,貴州 貴陽 550025)

近年來,隨著模擬集成電路的發(fā)展與進步,振蕩器作為一種頻率源已被廣泛用于通信電子、航空電子等領(lǐng)域[1-2]。傳統(tǒng)振蕩器的輸出波形穩(wěn)定,但存在波形頻率不可調(diào)節(jié)或頻率可調(diào)節(jié)的線性度不高的問題[3]。當振蕩器的輸出波形被應(yīng)用于載波調(diào)制信號時,往往需要不同頻率的輸出信號,傳統(tǒng)的振蕩器無法滿足多頻率輸出,因此頻率可調(diào)的振蕩器在實際應(yīng)用中是不可或缺的。

傳統(tǒng)頻率可調(diào)振蕩器多數(shù)采用橋式振蕩結(jié)構(gòu),使用多個電阻電容(RC)調(diào)節(jié)信號的頻率,但電阻受溫度、工藝的影響較大[4],不適合大幅度改變信號頻率。針對此類振蕩器的問題,研究者們提出了不同的設(shè)計方案。應(yīng)韜等[5]提出在傳統(tǒng)RC 振蕩器的基礎(chǔ)上應(yīng)用多諧振蕩器的結(jié)構(gòu),能夠在寬電壓范圍內(nèi)產(chǎn)生一個頻率可調(diào)的信號,但關(guān)鍵晶體管的導(dǎo)通電阻會影響輸出波形的頻率,且信號幅度可調(diào)范圍小,同時會改變輸出波形的高低電平;饒喜冰等[6]提出的電流調(diào)節(jié)型RC振蕩器能實現(xiàn)大幅度的調(diào)頻功能,但電路結(jié)構(gòu)相對復(fù)雜,不易實現(xiàn)。

鑒于此,本文基于雙極工藝設(shè)計了一個新型頻率可調(diào)的雙通道輸出振蕩器。該振蕩器外接一個電容,便可大幅度調(diào)頻,且應(yīng)用多諧振蕩器、幅度跟隨器、差分輸出等單元電路來穩(wěn)定和優(yōu)化輸出信號,使其能在寬電源電壓下工作和雙通道輸出正弦波。同時該振蕩器的結(jié)構(gòu)簡單且對稱,易于實現(xiàn)。振蕩器的輸出波形在經(jīng)過運放模塊處理后,可輸出一組低失真、頻率可調(diào)的正弦信號。該振蕩器因其輸出波形具有的對稱性而被應(yīng)用于放大電路、LVDT 電路以及其他集成電路設(shè)計中。

1 電路分析與設(shè)計

1.1 振蕩器整體電路結(jié)構(gòu)

按照功能區(qū)分,將整體電路劃分為基準電路、多諧振蕩器、差分幅度跟隨器和正弦波轉(zhuǎn)換電路。

首先基準模塊為振蕩器并聯(lián)的大功率管提供一個穩(wěn)定的電壓,再通過另一路偏置電路給各個模塊提供電流,使模塊能正常工作,同時利用基準模塊的特性,降低電源和溫度對無源器件的影響。隨著電容開始充放電,多諧振蕩器會產(chǎn)生一個鋸齒波,鋸齒波信號被差分幅度跟隨器放大,再利用差分放大器的電壓輸出特性,得到一組與鋸齒波同頻率的正弦波信號,且該信號的頻率可以通過外接的電容來調(diào)節(jié),輸出一組幅度相等、相位相差180°的正弦波信號。該振蕩器的輸出信號最高頻率可達到20 kHz,頻率范圍為20 Hz～20 kHz 區(qū)間可調(diào)。

1.2 多諧振蕩器

現(xiàn)有常用的電流控制振蕩器大致分為兩種:一種是基于施密特觸發(fā)器原理的電流控制振蕩器;另一種是基于多諧振蕩器原理的電流控制振蕩器[7]。本文使用的是前者,電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 多諧振蕩器的電路結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Circuit structure diagram of multivibrator

圖1 中的P1、P2、N3、N4 這4 個三極管構(gòu)成射極多頻振蕩器[8],P1、P2 作為開關(guān)管外接電容控制電路產(chǎn)生振蕩[9],使得N3、N4 處于交替導(dǎo)通狀態(tài),從而產(chǎn)生一組鋸齒波電壓信號[10]。

由于電路對稱,三極管的晶振周期T可以從外接電容的充放電時間求得:

式中:I為P 管的集電極電流IC;Q為電容器的電量,可由式(2)求得。

式中:C為外接電容大小;ΔV為電容兩端的壓差;VBE(ON)為與電容相連的P1、P2 管開啟時的發(fā)射極電壓。

振蕩器的頻率f可由式(3)求得:

在本設(shè)計中,電容控制了輸出的頻率,兩者之間的關(guān)系為:

式中:fexcitation為激勵頻率,單位Hz。

射極對的配置適用于很高的操作速度,但在低頻時依舊顯示出中心頻率對溫度的敏感,原因是周期依賴于VBE(ON)。周期的溫度系數(shù)為[11]:

式中:ωosc為振蕩器的角頻率。

1.3 幅度跟隨器

幅度跟隨器由兩組N 管和電容組成,結(jié)構(gòu)為交叉耦合晶體管[12],主要用于檢測振蕩器輸出波形的變化[13]。幅度跟隨器具有輸入阻抗高和輸出阻抗低的特點,因而對前后級電路起到隔離的作用,減少了后級負載對前級波形的影響[14-15]。本文使用的是負幅度跟隨器,電路結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 幅度跟隨器Fig.2 Amplitude follower

N1 和N2 管的基極接收從電容兩端輸出的信號Vn和Vp,進行信號放大。N1、N2 管放大后的發(fā)射極電壓由式(6)可得:

式中:VT為三極管的熱電壓;IC1為N1 的集電極電流;IS1為飽和電流。

N1、N2 兩個管子的發(fā)射極電流為輸出電流io1、io2,gm2為N2 管的跨導(dǎo),得出輸出電流為:

輸出電流為交叉耦合晶體管提供基極電流,當振蕩器未啟動時,Vn和Vp的信號輸入為直流電壓。由于N3 和N4 管的射極分別接的是兩個時間延遲電容,所以它們允許導(dǎo)通和截止兩種狀態(tài)切換,無需外部觸發(fā)可產(chǎn)生狀態(tài)變化。當截止時,電容看作是斷路,此時輸出電壓就等于輸入電壓。當振蕩器起振后,幅度跟隨器的輸入電壓差值大于交叉耦合晶體管N3 和N4 的開啟電壓,N3 和N4 管跟隨鋸齒波信號交替導(dǎo)通工作,最終可實現(xiàn)負幅度跟隨,仿真結(jié)果如圖3 所示。圖3(a)和(b)為幅度跟隨器的輸入信號,圖3(c)和(d)為幅度跟隨器的輸出信號,可以看出,幅度跟隨器將信號進行了跟隨處理,使輸出波形與輸入信號保持了一致,且將信號進行了放大。

圖3 幅度跟隨器仿真波形圖Fig.3 Amplitude follower simulation waveform

1.4 正弦波轉(zhuǎn)換電路

差分對電路構(gòu)成了轉(zhuǎn)換模塊,使信號從一個鋸齒波轉(zhuǎn)換為正弦波,且該輸出信號是一組幅值相反頻率不變但有峰刺的正弦波信號。模塊中兩組差分對管發(fā)射極的偏置電流由基準模塊提供,基極電流由大功率并聯(lián)管以及幅度跟隨器提供,電阻則分壓來控制電路。此模型主要運用了差分放大電路的傳輸特性,輸出電壓與輸入電壓之間存在函數(shù)關(guān)系[16]。

圖4 為正弦波信號轉(zhuǎn)換電路,在圖4 所示的電路中,UX為T1、T2 管的輸入電壓差值:

圖4 正弦波信號轉(zhuǎn)換電路Fig.4 Sine wave signal conversion circuit

根據(jù)推理可得恒流源電流IO2:

因此可得管子T2、T3 的發(fā)射極電流iE2、iE3:

同理也可得出T1、T4 管的發(fā)射極電流iE1、iE4:

因此,輸出端口的電流差值可得:

由上可得out1 和out2 端口的輸出電壓UO為:

式中:RL為輸出端口連接的負載電阻。

2 電路仿真分析

2.1 振蕩器整體電路設(shè)計

本文基于40 V 雙極型工藝完成電路設(shè)計,并運用Cadence 軟件對振蕩器電路進行仿真驗證。振蕩器整體結(jié)構(gòu)如圖5 所示。

圖5 振蕩器電路的整體結(jié)構(gòu)Fig.5 The overall structure of the oscillator circuit

2.2 仿真結(jié)果

振蕩器仿真工作條件:將兩個電源調(diào)至±15 V,外接電容調(diào)至15 nF,固定調(diào)節(jié)幅度的電阻值,輸出的波形作為放大電路的輸入,電路仿真出的波形結(jié)果如圖6 所示。圖6(a)和(b)波形為鋸齒波,是多諧振蕩器P1 和P2 管輸出的對稱波形,波形的幅值變化不大,波形具有周期性;圖6(c)和(d)的波形為經(jīng)過處理和放大后的低失真的標準正弦波,是輸出端口out1 和out2 輸出的信號,頻率為2.155 kHz。

圖6 功能仿真結(jié)果Fig.6 Functional simulation results

此外,在電源電壓±15 V,外接控制幅度電阻R為12.7 kΩ 的條件下,對電路進行仿真,調(diào)節(jié)外接電容值C大小,得到不同頻率的正弦波信號,結(jié)果如圖7 所示。

圖7 振蕩器輸出頻率與電容關(guān)系曲線圖Fig.7 The relationship between oscillator output frequency and capacitance

各項參數(shù)指標良好,改變外接電容的值,得到關(guān)于頻率的曲線,當C=1000 μF 時,輸出的信號頻率最小,當C=1.75 nF 時,輸出信號的頻率最大,輸出頻率范圍在20 Hz～20 kHz。由此可見,振蕩器的幅度可通過改變外接電容的值,達到設(shè)計目標。

3 版圖實現(xiàn)與測試數(shù)據(jù)分析

3.1 版圖實現(xiàn)

本文設(shè)計的振蕩器是基于40 V 雙極型工藝完成的,芯片的大小為4330 μm×3870 μm,完成電路設(shè)計后進行了流片驗證,圖8 為成功流片后的芯片照片,圖中圈出來的部分為振蕩器的版圖部分,剩下的則為芯片的其他應(yīng)用電路。

圖8 芯片照片F(xiàn)ig.8 Chip photo

在振蕩器電路的整體結(jié)構(gòu)圖(圖5)中,R1_1、R2_1這兩個電阻設(shè)計為CrSi 可修調(diào)電阻,在芯片完成流片后,可利用激光對電阻進行切割,改變電阻的長寬比,從而達到改變電阻、控制精度的目的。從公式(3)可得,當阻值變大,電流將減小,OSC 輸出頻率也將減小。同理,從公式(13)可得,R2_1的修調(diào)涉及到OSC的偏置電流,從而影響OSC 輸出信號的幅值。

3.2 芯片測試

本文設(shè)計的振蕩器輸出信號用于驅(qū)動LVDT 的初級的功率放大器,在經(jīng)放大器處理后可以得到一個可控的、低失真的正弦波。芯片測試條件:雙電源接±15 V,外接電容為15 nF,測得的波形如圖9 所示。圖9 中顯示輸出正弦信號頻率分別為2.486 kHz 和2.488 kHz。這組信號幅度值周期相反,差距不大。

圖9 波形測試圖Fig.9 Waveform test

表1 為不同外接電容下,信號的頻率仿真結(jié)果值與實測值。

表1 頻率的仿真與測試數(shù)據(jù)Tab.1 Simulated and measured data for frequency

由表1 可見,實測值與仿真值的數(shù)據(jù)都在預(yù)設(shè)的頻率區(qū)間范圍內(nèi),但芯片測試值與仿真值相比有一定的誤差,與仿真結(jié)果相比,輸出信號頻率的最大誤差是C1=15 nF 的時候,實測信號結(jié)果和仿真結(jié)果誤差值約為15.36%。分析認為,導(dǎo)致輸出信號頻率存在誤差的主要原因是:由于器件模型參數(shù)的不同,設(shè)計電路時所用的電阻方塊值與芯片流片時所用的方塊阻值大約相差100 Ω,電阻方塊值的偏差會影響各個支路的電流,最終會導(dǎo)致仿真值與實測值存在差異,但頻率測試結(jié)果都滿足設(shè)計要求。

此外,基準模塊降低電源電壓對頻率的影響也可以得到驗證,固定外接電容為15 nF,通過接不同的電源電壓來進行測試,頻率仿真與測試數(shù)據(jù)如表2 所示。從表2 可以看到,在固定電容值以及相同的測試條件下,仿真數(shù)據(jù)和實測可驗證結(jié)論:基準電壓給多諧振蕩器提供開啟電源,降低了電源電壓對輸出頻率的影響。

表2 不同電壓源的頻率仿真與測試數(shù)據(jù)Tab.2 Simulated and measured data for frequency of different voltage sources

4 結(jié)論

傳統(tǒng)的RC 正弦波振蕩器過多使用無源器件來輸出正弦波,且輸出波形為單一的正弦波。本文提出的振蕩器,結(jié)構(gòu)簡單易實現(xiàn),運用多諧振蕩器模塊基準模塊以及差分結(jié)構(gòu)信號輸出的波形轉(zhuǎn)換模塊,輸出一組差分正弦波,同時通過簡單設(shè)置外接電容在1.75～1200 μF 范圍內(nèi)變化,可以調(diào)節(jié)正弦波的頻率,實現(xiàn)了頻率在20 Hz～20 kHz 范圍內(nèi)調(diào)節(jié),除此之外,輸出的波形頻率穩(wěn)定、幅度相反,受電源電壓的影響小。本次設(shè)計已成功流片,性能良好,可以作為放大器的驅(qū)動信號,也可運用到其他集成電路設(shè)計中。