基于模塊化多電平變換器的高壓瞬變電磁發射系統

李剛，張昕昊，于生寶

(吉林大學儀器科學與電氣工程學院，吉林長春，130026)

能源的開發、資源的利用是經濟發展的基礎。近年來，隨著經濟的快速發展，世界各國對礦產資源的需求量日益增大，深部探測是解決礦產資源危機的一個有效途徑[1?2]。瞬變電磁法(transient electromagnetic method,TEM)是一種有效的地球物理探測方法，已廣泛用于礦產勘察和地質調查中[3?4]。該勘探方法主要包括發射系統、接收系統和數據后期處理3 個部分。其中，發射系統是TEM 探測的源頭，其性能對探測效果有至關重要的影響，目前它正朝著更高電壓、更大功率的方向發展以提高探測的深度和廣度[5]。

目前，主流的高壓大功率電性源發射系統，如加拿大Phoenix Geophysics 公司的TXU-30，美國Zonge 公司的GGT30，德國Metronix 公司的TXM-22 發射機以及國內中南大學的GDC-1[6]、吉林大學的JDD-100[7]等，仍主要采用H 橋逆變電路作為發射主電路。傳統H 橋發射電路具有系統穩定、可靠性高的優勢，一般選用絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transister,IGBT)作為開關器件。然而受到現有IGBT發展水平的限制，發射電壓等級很難進一步提高[8]。目前，瞬變電磁領域中這一問題的相關研究仍然較少。一種解決方法是采用IGBT 串聯技術，即用多個低壓IGBT 串聯代替高壓IGBT，然而目前這一方法存在的IGBT動靜態均壓復雜、驅動信號難以同步的問題仍難以解決[9]。劉姜濤等[10]提出了一種多模塊輸入串聯輸出并聯的電路結構，可以有效提高發射電壓及功率，但在野外工況下，各模塊參數的一致性及模塊間信號的同步難以保證，難以滿足TEM 野外實驗的需要。XUE 等[11?12]將多電平逆變技術應用于發射系統中，以降低開關器件的電壓應力。然而，在電平數超過5時，其采用的電路及控制策略會變得極其復雜。因此，級數很難擴展，無法滿足更高發射電壓等級的需求。模塊化多電平變換器(modular multilevel converter，MMC)是近年來興起的一種新型多電平逆變器[13]。該變換器采用模塊化結構，可以通過改變級聯子模塊(sub-module，SM)的數量來適應主電路不同電壓等級和功率等級的需求，具有開關損耗低、易于級聯擴展、易于實現冗余設計等優點。這一變換器主要用于柔性直流輸電和高壓電機驅動中[14?17]，其常用的調制策略主要面向直流電與正弦交流電之間的變換，如載波移相調制策略[18?19]、最近電平逼近調制策略[20]等。鑒于MMC 在高壓大功率應用中的卓越性能，本文作者提出適用于瞬變電磁法的MMC 發射電路，并提出其分段控制策略，以滿足瞬變電磁法對發射電流的要求，并通過搭建電路仿真模型和小型樣機對所提發射電路及控制策略的可行性進行驗證。

1 瞬變電磁法原理

瞬變電磁法探測需要發射系統、接收系統和后期數據處理3個部分的協同工作，其主要波形如圖1所示。圖1中，i為電流；I為方波激發電流穩態值；t為時間，t0～t6為各階段時間；T為周期；u為電壓。在探測過程中，由發射系統向大地負載發射方波激發電流I，在大地中激發穩定的一次電磁場。當發射電流被快速切斷時，接收系統可以檢測到短期衰減的二次電磁場信號。經數據處理、分析后，可以獲得地下電阻率分布及地下介質信息[21?22]。

圖1 瞬變電磁法主要波形Fig.1 Main waveforms of TEM

方波信號經傅里葉分析后具有很多奇次諧波，有利于提高探測分辨率，是瞬變電磁法最理想的發射電流波形，如圖1(b)中的紅線所示。實際上，由于接地長導線的存在，負載呈感性，發射電流往往采用占空比為50%的梯形波(見圖1(b)中的實際波形)。梯形波發射電流在1 個工作周期中可以分為8 個階段：正向電流為0 階段、正向上升階段、正向穩流階段、正向下降階段、反向電流為0階段、反向上升階段、反向穩流階段和反向下降階段。為了保證激發的一次場足夠穩定，避免早期二次場信號的采集受到干擾，一般要求電流上升時間盡量短，穩流階段紋波盡可能小；為了減少探測盲區，發射電流的下降速度也應足夠快[23?24]。

2 基于MMC的瞬變電磁發射系統

新型發射系統主要包括發電機、直流電源、MMC 發射電路和大地負載4 個部分，其結構如圖2所示，圖2中，E為直流電壓；iE為直流電源的電流；uC為子模塊電容電壓；uap，uan，ubp和ubn分別為4 個橋臂(Hap，Han，Hbp和Hbn)的橋臂電壓；iap，ian，ibp和ibn分別為4 個橋臂的橋臂電流；uout和iout分別為加在大地負載上的發射電壓和發射電流；A和B兩點為發射電路的輸出端點。MMC 發射電路包含4個橋臂，每個橋臂由N個級聯的半橋子模塊(SM)和1個緩沖電感L組成，發射電路將直流電轉化為交流電，加在大地負載兩端。大地負載可以等效為大地等效電阻R0和接地等效電感L0串聯而成。半橋子模塊由自帶反并聯二極管的開關管S1，S2和電容CSM組成，工作模式如表1所示。子模塊工作時，因受到電容CSM的鉗位，開關管S1和S2承受的電壓應力較低，一般僅為直流電源電壓E的1/N。通過這種級聯式結構，可以大大降低各開關器件的電壓應力，提高發射系統電壓等級，實現大電流激發。

圖2 MMC發射系統結構圖Fig.2 Structure diagram of MMC transmitting system

表1 半橋子模塊的工作模式Table 1 Working modes of sub-module

發射電路工作時，控制各子模塊按一定次序投入或旁路，在不同時刻，輸出端子A和B之間可以獲得不同的電壓，因此，MMC發射電路可以等效為如圖3所示的分級電壓源，實現對發射電壓的分級調節。

圖3 MMC發射電路的等效電路Fig.3 Equivalent circuit of MMC transmitter

根據基爾霍夫電壓定律(Kirchhoff voltage law,KVL)建立發射電路的電路方程，并可推得發射電流的變化率diout/dt為

其中：R0和L0為常值，發射電流變化率diout/dt的調節可以通過改變發射電壓uout實現。TEM在一個發射電流周期中各階段對電流變化速率的要求不同，因此，可以在不同階段選擇不同發射電壓，實現對發射電流的調節，如在電流上升和下降階段時，分別選擇發射電壓的最高值和最低值，可以獲得最快的電流上升和下降速度，提高探測效率。此外，基于MMC 發射電路對發射電壓選擇的靈活性，可以在發射電路中直接對發射電流的穩流值進行控制，擴大探測范圍。相比于傳統發射系統，省去直流電源中復雜的調壓變壓器，大大簡化了直流電源的設計。

3 分段控制策略

分段控制策略的工作原理如圖4所示。

圖4 分段控制策略的工作原理Fig.4 Principle of segmented control strategy

N級MMC 發射電路的正向電流階段分段控制策略的工作原理如下。

1)在0～t0階段，要求發射電流保持為0。該階段的主電路如圖5(a)所示，控制橋臂Han和Hbn中各SM 投入以及橋臂Hap和Hbp中各SM 旁路。由于發射電路輸出端子A和B的電位相等，發射電壓uout和發射電流iout均恒為0。橋臂Han和Hbn均并聯在電源兩端，電源為橋臂內電容串聯充電，直至各電容電壓uC均衡為E/N。這一過程中，發射電路從直流電源吸收能量，儲存在各SM電容中，負載不消耗能量。吸收的總能量為

2)在t0～t1階段，電路處于上升階段，要求發射電流從0 快速上升至目標值I。為了加快電流上升速度，控制橋臂Han中各SM投入以及橋臂Hbn中各SM 旁路，Han橋臂中的各子模塊電容串聯，輸出最大電壓E，向大地負載放電，主電路如圖5(b)所示。發射電流可以表示為

在t1時刻，發射電流達到到目標電流I。這一過程中，發射電路中的電容向大地負載放電，釋放總能量為

這些能量一部分儲存在負載電感中，一部分被負載電阻消耗。

3)在t1～t2階段，電路處于穩流階段，要求發射電流穩定在目標值I。控制橋臂Hbn中各SM旁路以及橋臂Han中部分SM 投入，主電路如圖5(c)所示。為了保證發射電流穩定在目標范圍內，橋臂Han投入子模塊個數Ns可由下式計算：

圖5 正向電流階段的主電路Fig.5 Main circuits of forward current stage

由于子模塊的電容有限，隨著電容放電，發射電壓逐漸降低。該電路的二階微分方程為

式中：CSM為子模塊電容。

由此可得發射電壓和電流分別為

其中：

由式(10)可見，發射電流與Ns有關，根據不同探測要求可以控制投入子模塊的個數來調整發射電流，相比于傳統發射系統，省去了直流電源級復雜的調壓變壓器。同時，通過擴展電路級數、增大電容，并使發射電路中的各子模塊電容輪流放電，可以保證發射電壓uout穩定在目標范圍內，降低發射電流紋波。

此階段中，發射電路中的子模塊電容輪流對負載放電，釋放的總能量為

4)在t2～t3階段，電路處于電流下降階段，要求發射電流迅速下降到0。控制橋臂Han和Hbp中各SM 投入以及橋臂Hap和Hbn中各SM 旁路，主電路如圖5(d)所示。此時，阻感負載與橋臂Hbn并聯，發射電壓被鉗位到?E，使電感能量盡快饋入子模塊電容中，加快發射電流的下降沿。發射電流為

在t3時刻，發射電流下降至0。這一過程中，負載電感儲存的能量一部分饋入發射電路，另一部分被大地負載消耗。發射電路吸收能量為個周期都存在較長的零電流階段，因此，電源可在此階段完成對各電容的初始化，實現周期性均壓。基于發射電流的這一特性，電路自身即可實現子模塊間的能量自平衡，無需復雜的電容電壓檢測電路和電容均壓控制算法，大大降低了系統的復雜度。

綜上所述，在保證系統穩定運行的前提下，電流分段控制策略通過在發射電流的不同階段調節發射電壓，以加快發射電流的上升、下降沿，改善發射電流波形，適合應用于輸出電壓靈活的MMC發射電路。

4 電路仿真

反向電流階段與正向電流階段下的分段電流控制過程類似。

MMC發射電路中存在大量懸浮電容，電容間的能量不均衡將會帶來輸出波形畸變、器件損壞等嚴重問題。因此，為保證系統的穩定運行，需要保證發射電路的總能量及子模塊間的能量均保持平衡。

對于各子模塊的總能量平衡，在1個工作周期中，忽略電路損耗，發射電路吸收的總能量應等于釋放的總能量，而由于正向和反向電流階段的對稱性，2 個階段均需要保證能量變化量為0。因此，在正向電流階段中

將式(3)，(5)，(12)和(14)代入式(15)可得：

可見，在目標發射電流iout和發射電壓uout確定的前提下，控制直流電源的供電電流iE滿足式(15)可以保證發射電路總能量的平衡。在實際工作中，要控制直流電源的輸出電流iE略高于計算值，以補償發射電路中線路及器件產生的損耗。

對于子模塊間的能量平衡，由于發射電流每

為驗證所提發射電路及其控制策略的可行性，在MATLAB/SIMULINK 中搭建MMC 發射電路的仿真模型，具體仿真參數如表2所示。

表2 MMC發射電路仿真參數Table 2 Simulation parameters of MMC transmitter

圖6所示為MMC 發射電路的仿真結果波形，圖中，iH為H橋發射電路的輸出電流。從圖6(a)可見：在正向電流上升、下降階段時，25 Hz/5 A 條件下，20級MMC發射電路分別輸出最高發射電壓300 V和最低發射電壓?300 V以加快發射電流的上升、下降速度。在穩流階段，各電容輪流放電以降低發射電流紋波，由于級數較多，電流紋波并不明顯。從圖6(b)可見：在同樣的發射條件下，MMC發射電流與H橋發射電流的上升沿時間分別為120 μs 和1.5 ms，下降沿時間分別為100 μs 和230 μs，MMC 發射電路明顯加快了發射電流的上升、下降速度，有效減少了探測盲區。在穩流階段，H橋發射電路幾乎沒有紋波，而MMC發射電路的電流紋波為0.42%。從圖6(c)可見：在12.5 Hz/5 A發射條件下，20級MMC發射電路的電流波形仍近似為方波，上升、下降沿時間分別為120 μs 和100 μs，穩流階段電流紋波為1.08%。從圖6(d)可見：在12.5 Hz/5 A 發射條件下，8 級MMC發射電路的電流波形的上升、下降沿時間與20級MMC發射電路的相同，但穩流階段電流紋波為2.4%。可見，MMC發射電路在穩流階段主要依靠電容向負載供電，通過擴展級數可以一定程度上降低電流紋波，因此，在實際工程中，可以將電路擴展到合適的級數以保證電流紋波穩定在允許范圍。

圖6 MMC發射電路仿真結果Fig.6 Simulation results of MMC transmitter

5 實驗結果

圖7所示為搭建的4級MMC發射系統樣機。主控制器選用意法半導體公司的STM32F103ZET6，用于實現控制算法及各子模塊控制信號的輸出。直流電源的直流電壓為300 V，選用75 Ω，5 mH 的阻感負載來模擬大地負載。考慮裕量及后續系統電壓等級的擴展，IGBT 選用IXYS 公司的ixdn55n120d1，SM 電容的型號為330 μF/160 V。在實際應用中，所需的子模塊電容及尺寸較大，以近似為恒定的直流電壓源。

圖7 MMC發射系統樣機Fig.7 Prototype of MMC transmitting system

25 Hz/1 A 條件下1 個工作周期內發射電壓uout和發射電流iout如圖8所示。從圖8可見：正向電流下降階段下降時間為40 μs。在各階段的發射電壓、電流的波形趨勢與理論分析基本一致，驗證了分段控制策略的可行性。然而，在穩流階段，發射電壓有一定電壓降落，并導致了發射電流存在較明顯的紋波。這是由于樣機的子模塊級數有限、電容容量較小造成的。

圖8 25 Hz/1 A條件下樣機發射波形Fig.8 Transmitting waveforms of prototype at 25 Hz/1 A

圖9所示為樣機中各子模塊電容電壓波形，其中uap1～uap4，uan1～uan4，ubp1～ubp4和ubn1～ubn4分別為橋臂Hap，Han，Hbp和Hbn中子模塊1～4 的電容電壓。從圖9可見：由于橋臂Hap和Hbp中各子模塊電容未對負載放電，因此保持為75 V；橋臂Han和Hbn中各子模塊電容在穩流階段時輪流向負載放電，電壓有所降低，在零電流階段又快速完成充電，電壓重新均衡為75 V。可見，由于TEM 發射電流存在零電流階段，MMC發射電路無需復雜的均壓算法即可實現各SM電容電壓的自均衡，保證了系統的可靠運行。

圖9 不同橋臂的電容電壓波形Fig.9 Capacitor voltage waveforms in different bridge arms

6 結論

1)提出一種適用于瞬變電磁法探測的MMC發射系統，該系統采用分段電流控制策略，在發射電流的不同階段輸出不同發射電壓以加快發射電流的上升、下降沿，并在穩流階段控制橋臂內各子模塊輪流放電以降低電流紋波。

2)與傳統H 橋發射電路相比，該發射電路開關器件的電壓應力更低，易于級聯擴展以適應更高電壓等級；輸出電壓的選擇更靈活，使得發射電流上升、下降速度更快，可以降低電流上升階段及穩流階段對接受信號的干擾，有助于減少探測盲區。此外，針對不同探測要求，可以在發射電路環節對發射電流目標值進行調節，從而省去了直流電源級復雜的調壓變壓器。