基于電流檢測的飛機地面電源同步整流控制*

陳鵬宇劉寶泉*李啟凡吳泉兵

(1.陜西科技大學電氣與控制工程學院，陜西 西安 710021；2.西安睿諾航空裝備有限公司，陜西 西安 710117)

飛機地面電源為各機型機種的地面維護提供穩定的115 V/400 Hz、28 V DC 或270 V DC 電能。三相整流器作為飛機地面電源的前端，為后級的逆變或斬波電路提供穩定的直流母線[1-3]。常見的飛機地面電源容量一般為100 kVA～200 kVA，傳統的二極管整流方案損耗大、效率低，過大的熱損耗導致散熱問題嚴峻[4]。根據文獻調研，為提升整流電路的工作效率，降低熱損耗，研究人員提出了基于功率MOSFET 的同步整流方案替代傳統的二極管整流方案[5-7]。功率MOSFET 溝道的內阻小，且具有正溫度系數利于自動均流。將多個MOSFET 并聯以替代整流二極管，并通過控制技術使各MOSFET 同步于二極管導通，從而使電流優先流通于并聯功率MOSFET 的各溝道，降低各功率器件的導通損耗，提升整機效率。

同步整流電流的驅動控制方式可分為自驅動與外部驅動兩類。自驅動控制通過線圈繞組來獲取某處的電壓信號量去直接驅動MOSFET 以實現簡單的同步整流驅動控制，如文獻[8]通過檢測變壓器二次側繞組電壓量進行自驅動的方法，文獻[9]是利用一次側繞組電壓量自判斷來驅動MOSFET 的方式。自驅動方式的實現成本較低且驅動方式簡單，但驅動信號的同步精度較低，僅實現簡單的互補目的，主要應用于小功率整流電路。外部驅動方式有專用同步整流芯片和數字電路控制兩類。常用同步整流驅動芯片有IR11672、LP35112 等，但通常只應用于小功率電源設備中；數字電路控制的驅動方式，是通過檢測電路狀態進行邏輯判斷后完成驅動控制。文獻[10]通過檢測MOSFET 漏源電壓進行同步驅動控制方式；文獻[11]通過交錯延遲控制的方式實現同步驅動等。外部驅動方式的時序更精準，穩定性更高，但硬件電路與控制策略較為復雜。

在上述文獻中，無論自驅動還是外部驅動，同步整流策略均基于電壓檢測產生驅動信號，如檢測MOSFET 的漏源電壓產生驅動時序。在飛機地面電源等所使用的大功率整流器中，由于寄生參數的影響，各橋臂MOSFET 的漏源電壓會在開關過程中產生較嚴重的振蕩，容易造成狀態誤判，增大了MOSFET 的誤導通風險；此外，大功率同步整流需要將多個MOSFET 并聯應用，各MOSFET 參數存在差異，不同橋臂的判斷閾值不同且難以進行理論設計。

針對上述問題，本文提出了一種基于電流檢測的飛機、地面、電源大功率同步整流控制方案。通過分析整流電路各開關器件的通斷狀態與輸入電流的關系，明確各開關器件的動作規律，檢測輸入三相電流的大小與方向，設計MOSFET 的驅動時序。進一步考慮工程應用因素，設計電流回差方案，并對采樣及控制電路的延時進行修正。該方案可有效實現大功率整流器的同步控制，降低電路損耗，提高工作效率。

1 三相同步整流電路拓撲

傳統的整流電路采用快恢復二極管或肖特基二極管實現，二極管導通壓降一般為0.6 V～1.2 V，在大電流工作情況下管損耗過大。飛機地面電源等大功率同步整流是將多個功率MOSFET 并聯并同步于所反并聯的二極管導通，由于并聯MOSFET 的等效導通電阻RDS(ON)極低，可有效降低整流器電路損耗。

具體的三相同步整流器主電路如圖1 所示。每個橋臂采用n個N 溝道功率MOSFET 并聯，且所并聯的MOSFET 同步導通和關斷。ua、ub、uc為三相輸入相電壓，ia、ib、ic為輸入線電流，ud、id為輸出電壓與電流。

圖1 整流器主電路拓撲

當不對電路中的功率MOSFET 進行驅動時，各橋臂并聯MOSFET 的反并聯體二極管構成整流主回路，工作在傳統的二極管整流模式。當電流流過各MOSFET 的體二極管時，控制功率MOSFET 同步導通，電流則從體二極管轉移至漏源溝道中，從而降低整流損耗。

2 基于電流檢測的同步整流控制方法

2.1 同步驅動方案的確定

根據上述分析，判斷體二極管的導通狀態是同步驅動控制方案的關鍵。基于基本二極管整流電路，對各二極管的通斷狀態與輸入電流的關系進行分析，明確整流各二極管的動作規律。基本二極管整流電路共有6 種工作狀態，分別如圖2(a)～(f)所示。各工作狀態下線電流的大小與方向和功率MOSFET 的體二極管導通狀態不同。

圖2 同步整流器未施加驅動信號時各工作狀態

狀態(a) 二極管VD1和VD6導通，等效回路為ua→VD1→負載→VD6→ub，ia與ib大小相等方向相反，即ia＞0、ib＜0。

狀態(b) 二極管VD1和VD2導通，等效回路為ua→VD1→負載→VD2→uc，ia和ic大小相等方向相反，且ia＞0、ic＜0。

狀態(c) 二極管VD2和VD3導通，等效回路為ub→VD3→負載→VD2→uc，ib和ic大小相等方向相反，且ib＞0、ic＜0。

狀態(d) 二極管VD3和VD4導通，等效回路為ub→VD3→負載→VD4→ua，ia和ib大小相等方向相反，且ib＞0、ia＜0。

狀態(5) 二極管VD4和VD5導通，等效回路為uc→VD5→負載→VD4→ua，ia和ic大小相等方向相反，且ic＞0、ia＜0。

狀態(6) 二極管VD5和VD6導通，等效回路為uc→VD5→負載→VD6→ub，線電流ib和ic大小相等方向相反，且ic＞0、ib＜0。

對上述6 種不同的工作狀態進行分析，各二極管VD1～VD6與輸入電流ia、ib、ic的關系可歸納總結為表1。以A 相為例，根據表1 提供的信息，當ia＞0 時，上管VD1導通、下管VD4關斷；當ia=0 時，VD1、VD4關斷；當ia＜0 時，下管VD4導通、上管VD1關斷。B 相和C 相的各二極管通斷狀態遵循相同的規律。

表1 二極管狀態與電流方向的關系

根據上述規律，可根據電流ia的方向確定VT1與VT4的門極同步驅動信號:當ia＞0 時，控制VT1開通，直至ia降至0 前關斷；當ia＜0，控制VT4開通直至ia降至0 前關斷；當ia=0，保持VT1與VT4處于關斷狀態。B 相與C 相MOSFET 可采用相同的控制方法，由ib決定VT3與VT6的同步驅動信號，由ic決定VT5與VT2的同步驅動信號。定義各功率MOSFET 的門極驅動信號為G1～G6，開通時為“1”，關斷時為“0”，則各功率MOSFET 同步驅動的邏輯關系式為(1)。

上述同步整流驅動控制方案只需檢測輸入端的三個電流ia、ib、ic，根據電流方向即可確定各功率MOSFET 的同步信號。本方案可有效降低控制電路的復雜程度，實現對采用多MOSFET 并聯設計的大功率同步整流器的驅動控制。

2.2 電流回差方案設計

公式(1)所確定的各MOSFET 的同步驅動控制邏輯是基于電流過零判斷產生的，在實際應用中，由于寄生參數及二極管方向恢復的影響，在換流過程中會出電流振蕩[12-13]，容易導致電流狀態誤判進而引起MOSFET 頻繁通斷，影響設備的工作安全，因而需要設計電流回差以消除上不利影響。

以A 相為例，本文所設計的電流回差方案如圖3所示。設定了G1和G4的開通閾值Ika、Ikd和關斷閾值Ikb、Ikc。當ia＞0，電流流過體二極管VD1；當ia增大至開通閾值Ika時，G1變為高電平，VT1導通，此時電流從體二極管VD1迅速轉移至VT1漏源溝道。當ia開始減小并低至關斷閾值Ikb時，G1變為低電平，VT1關斷，此時電流轉移至體二極管VD1繼續流通直至VD1承受反壓完全關斷。同理，當ia＜0并反向增大至開通閾值Ikd時，G4變為高電平，VT4導通；當ia逐漸回升至關斷閾值Ikc時，G4變為低電平，VT4關斷。B 相與C 相的電流回差設計及工作原理與A 相相同。

圖3 A 相電流回差方案

對于圖3 中電流回差各閾值Ika～Ikd的設計滿足以下兩個原則:

(1)開閾值Ika和Ikd的絕對值大于二極管反向恢復電流的最大值和換流寄生振蕩的峰值，確保不會出現誤斷造成MOSFET 異常通斷；

(2)關斷閾值Ikb和Ikc的值盡量接近0 以減少二極管續流時間，提升整流效率。

2.3 考慮延遲的回差閾值修正

在實際工程應用中，霍爾傳感器、采樣調理電路、驅動電路、控制算法等都會帶來額外的延時，使得MOSFET 的驅動信號滯后于電流回差閾值。MOSFET 延遲關斷可能引起直通，損壞整流電路，因而需要對上述閾值進行修正。

電流回差閾值的修正公式為(2)，其中IKA～IKD為修正后的開通與關斷閾值；kup為電流上升率，kdown為電流下降率，可根據實際測試數據進行計算求取；tc為霍爾傳感器和采樣調理電路的物理延遲時間，可根據具體霍爾器件的數據表和采樣電路的設計求取；tr為軟件算法延遲時間，可根據軟件流程、中斷時間等數據進行評估或測試；tz為驅動電路的硬件延遲時間，根據驅動電路的設計獲取。

考慮回差和閾值修正，本文得到的同步整流驅動控制的最終方案為式(3)。

3 仿真與實驗驗證

3.1 仿真驗證

基于Simulink 搭建如圖4 所示飛機地面電源同步整流仿真模型，同步整流驅動控制算法使用有限狀態機(Stateflow)實現。具體仿真參數如下:

圖4 仿真模型圖

(1)電源電壓115 V/400 Hz，功率MOSFET 的導通電阻RDS(ON)=0.002 Ω，體二極管導通壓降1.4 V，每個整流橋臂采用3 并聯方式。

(2)負載阻值0.9 Ω，線路阻值0.01 Ω，電感量6×10-6H。

(3)電流回差的開通與關斷設定閾值IKA～IKD分別為+6 A、+2 A、-2 A、-6 A。

圖5(a)為電流ia波形，圖5(b)為VT1的驅動信號G1，圖5(c)和(d)為VT1的漏源電壓UVT1(DS)及其局部放大圖。由仿真結果圖5(a)和圖5(b)可知，當ia達到設定的開通與關斷閾值時，G1的驅動邏輯信號進行相應的變化。由圖5(c)VT1漏源電壓和局部放大圖5(d)可知，當開通驅動信號到達時，VT1、VT4即刻導通，UVT1由體二極管的導通壓降1.4 V 迅速降低至MOSFET 溝道電壓0.5 V，從而有效降低整流通態損耗。

圖5 VT1 同步通斷的仿真結果

3.2 工程樣機與實驗驗證

本文的實驗樣機如圖6 所示，包括主電路、驅動電路、控制電路、采樣器件及負載，主要器件選型如表2。輸入三相交流電壓有效值100 V/50 Hz，負載電阻為5 Ω。

圖6 工程實驗樣機

表2 實驗樣機的主要器件選型

電流回差的初始開通閾值Ika和Ikd設定為7 A和-7 A，初始關斷閾值Ikb和Ikc設定為2 A 和-2 A。之后根據公式(2)對閾值進行修正。經測試得到霍爾傳感與采樣調理電路的實際延時tc為37 μs，軟件算法部分延時tr為40 μs，驅動電路的硬件延時tz約為5 μs。通過二極管整流電路的波形和數據，求得電流變化率kup和kdown為0.03 A/μs。利用上述數據，可計算出修正后應設置的開通與關斷的閾值為IKA～IKD分別為:+4.7 A、+4.4 A、-4.7 A、-4.4 A。

首先進行二極管整流實驗，此時輸入線電流ia、ib、ic的波形如圖7 所示。電流通過功率MOSFET的體二極管流通，此時整流管的損耗較大。

圖7 輸入線電流波形

加入本文所提出的同步整流控制算法后，得到的結果如圖8 所示。其中，圖8(a)為線電流ia與VT1和VT4的驅動波形，圖8(b)為局部放大的細節圖。基于M57962AL 的驅動電平為+15 V 與-10 V，實際的開通與關斷電流閾值分別為+7.6 A、+1.8 A、-7.2 A、-2.0 A，與本文設計值基本保持一致。各功率MOSFET 的通斷時序與設計保持一致，并同步于體二極管通斷。

圖8 A 相VT1 和VT4 同步整流驅動及其放大圖

圖9(a)為A 相VT4漏源電壓UVT4和驅動信號G4及ia的實驗波形，圖9(b)為局部放大的波形圖，共分為5 個階段:

圖9 A 相VT4 和VD4 換流過程及放大圖

階段Ⅰ VD4承受反向電壓未導通；

階段Ⅱ VD4承受正向電壓導通，此時UVT4為體二極管VD4的導通電壓，約為0.8 V；

階段Ⅲia增大至開通閾值-7.2 A，VT4導通，UVT4降至約0.15 V，電流轉移至MOSFET 漏源溝道流通；

階段Ⅳia減小到關斷閾值-2.0 A，VT4關斷，電流再次轉移至體二極管VD4流通，UVT4再次升高至約0.8 V；

階段Ⅴia降至0 后，VD4承受反向電壓逐步完全關斷。

圖9 實驗波形說明，功率MOSFET 在依照設定的同步整流驅動信號進行工作。當MOSFET 開通時，其漏源兩端電壓降至約0.15 V，相比較二極管導通時的壓差0.8 V 大幅降低，實現了同步整流功能。

4 結論

針對飛機地面電源用大功率整流器損耗大、效率低的問題，提出了基于電流檢測的同步整流控制方案。通過分析輸入線電流與各開關器件的工作狀態，確定各MOSFET 的同步整流控制規律，進一步設計電流回差并進行閾值修正以產生MOSFET 驅動信號。通過小功率樣機實驗，在輸入電壓100 V/50 Hz 輸出負載5 Ω 時，各MOSFET 可同步于體二極管通斷。二極管導通時，通態壓降約為0.8 V，MOSFET 導通時，通態壓降減小為0.15 V，大幅降低了整流電路的通態損耗，充分證明了基于電流檢測的同步整流控制方案的有效性，有效提升了大功率整流器的工作效率。