面向風力發電系統的交直流混合升壓轉換器*

宋 玲

(湖北工業大學工程技術學院，湖北 武漢 430000)

風能是世界上發展最快的可再生能源之一，根據全球風能理事會的數據，2018 年全球風電總裝機容量達到591 GW，其中陸上裝機568 GW，海上裝機23GW[1-2]。海上風力發電的成本歷來高于陸上風力發電，然而，針對海上風電行業的最新報告顯示，近年來，海上風電成本急劇下降，自2017 年以來，歐洲海上風電價格一直比傳統電源更具有競爭力[3]。

由于風力發電機組的輸出電壓較低，通常采用中壓變壓器進行升壓，然后在中壓交流(medium voltage AC，MVAC)電網收集風力發電機的輸出電壓。然而，在50/60 Hz 頻率下運行的電力變壓器重量大、效率低[4]，常采用MVDC 電網結構作為替代方案，即用一個在中頻(medium frequency，MF)范圍內工作的中壓升壓功率轉換器取代體積龐大的變壓器。

中壓功率轉換器主要包括兩個部分:發電機側AC/DC 轉換和升壓DC/DC 電壓轉換。文獻[5]提出了升壓隔離全橋轉換器的不同拓撲結構，但是需要一個中壓升壓變壓器在中頻運行。高功率水平和高匝數比下的中頻變壓器，在磁場中的絕緣和耦合效應方面有幾個設計限制，即中頻升壓變壓器的低壓和高壓繞組之間的高絕緣層要求降低了磁化電感，增加了漏感。此外，由于次級繞組匝數較多，繞組寄生電容不容忽視，為了避免使用大匝數比的中頻升壓變壓器，文獻[6] 提出了基于開關電容(switched capacitor，SC)的多單元中壓轉換器拓撲結構。然而，基于SC 的轉換器不能在MVDC 電網上提供輸出電壓調節，為了調節輸出電壓，文獻[7]提出了一種buck-boost 轉換器，可以與開關電容轉換器并聯。

電壓倍增器是一種有效的電壓提升技術，可在轉換器的輸出級用于整流和升壓交流或脈動直流輸入[8]。由于電壓倍增整流器(voltage multiplier rectifier，VMR)僅由不同的二極管和電容組合而成，易于實現，成本低，重量輕。全橋電壓倍增器，如倍壓器和四倍壓器，常用于各種DC-DC 轉換器[9-10]，由于電壓四倍整流器可在電容器和二極管上平衡電壓應力[11]，現代升壓轉換器中多采用了電壓四倍整流器。中壓升壓諧振轉換器可減少開關損耗，并提供升壓電壓轉換方法[12]，然而，其在需要高電壓增益時常具有高靈敏度頻率控制的缺點[13]，此外，在高電壓增益下，品質因數相當高，這也增加了諧振電路元件的電流和電壓應力。因此，在中壓升壓功率轉換器中使用具有很高電壓增益的升壓諧振電路不是一個實際的解決方案。

針對上述缺點，本文提出了一種用于海上風電系統MVDC 轉換的全軟開關模塊化升壓轉換器結構，該轉換器的每個模塊由一個隔離諧振電路和雙耦合零電流電壓四倍頻電路級聯而成，仿真分析和樣機實驗證明了該結構的有效性。

1 所提轉換器電路

所提出的升壓型DC/DC 轉換器模塊化結構如圖1 所示，為輸入并聯輸出并聯(input-paralleloutput-parallel，IPOP)和輸入并聯輸出串聯(inputparallel-output-series，IPOS)系統的組合。與輸入串聯(input-series，IS)系統相比，這種模塊化配置在平衡電壓和均流方面具有更好的性能[14]，且變壓器二次側模塊的數量可根據所需應用和額定電壓進行擴展。所提轉換器的一個模塊如圖2 所示，由直流環節電容、開關網絡、通過三繞組變壓器與耦合電壓四倍頻器相連的CLL 諧振電路組成。

圖1 模塊化結構與所提轉換器模塊

圖2 基于1 ∶1 ∶1 三繞組變壓器的耦合電壓四倍頻升壓轉換器的一個模塊

開關網絡包括“多串”開關，將每個開關上的電壓應力降低到直流鏈路輸入電壓的一半。開關(S11，S41)和開關(S21，S31)以互補方式工作，開關(S11，S41)在間隔DTs期間接通，開關(S21，S31)在間隔(1-D)Ts期間接通，其中D為占空比，Ts為切換周期。隔離的CLL 諧振電路由諧振電容(Cr11)和耦合電感(Lc11)組成，耦合電感由一個單位匝數比的三繞組變壓器(T11)隔離，其磁化電感為Lm11。與變壓器繞組串聯的諧振電容器(Cr11)也起到直流閉鎖電容器的作用，以避免鐵芯飽和。該轉換器將變壓器的非理想特性(即漏磁電感和繞組電容)納入CLL 諧振電路的基本運行中。所有開關都可通過存儲在磁化電感和耦合電感中的能量實現零電壓開關導通，這些能量流過開關的反并聯二極管，由于每個開關上的緩沖電容(Cs11～Cs41)隨著開關的關斷電壓的緩慢上升而開始充電，因此可以獲得接近零的關斷損耗。

該轉換器利用高頻整流級輸入端的耦合電感構成電流型高增益整流器，高增益整流器的電流驅動結構保證了二極管的平滑性能，因此，消除了二極管反向恢復損耗。通過在輸出整流級對電壓四倍器進行磁耦合，可以更容易地實現兩個電壓倍頻器模塊的輸出直流電壓平衡，而無需使用復雜的平衡控制方案[15]。此外，與單獨組件的單獨模塊方法相比，所需磁性組件的數量也將減少，每個轉換器模塊的輸出電壓通過變頻調節，如圖3 所示。

圖3 所提轉換器的模塊化控制方案

2 轉換器的工作原理

根據圖4 所示的工作波形，分析該轉換器的工作原理，由于兩組開關(S11，S41)，(S21，S31)以互補方式控制，因此僅分析所提電路在開關周期的前半部分內的關鍵操作階段，如圖5 所示。

圖4 模塊的關鍵工作波形

圖5 開關周期前半段內所提轉換器的運行階段

[t0＜t＜t1]:在此間隔之前，Cs11和Cs21已經放電到諧振電路，電容器上的電壓已經達到零。在該階段開始時的t0處，柵極信號被施加到S11、S41，且這些開關在零電壓切換下導通。由于諧振電流ires11負的部分，電流is11(和is41)為負，通過S21和S31的電壓被箝位到直流鏈路電容器(Ci11，Ci21)電壓，是輸入電壓(Vi/2)的一半。在此間隔期間，變壓器的二次和三次電流(isec11和iter11)開始從零上升，D13和D17傳導此電流給輸出電容器充電。然而，由于整流器輸入電壓(vrec11)小于通過C12(vc12)的電壓，因此D13和D17不導通(見圖4)。

[t1＜t＜t2]t1時，諧振電流(ires11)變為正值，此外，在這段時間內，變壓器的磁化電流會反轉極性。

[t3＜t＜t4] 在此間隔開始時，所有開關都關閉。Cs11和Cs41已經放電到諧振電路中，從而允許使用相對較大的緩沖電容器。結果，S11和S41之間的電壓開始緩慢上升，并且對于S11和S41實現了接近零的關斷損耗。在此間隔期間，諧振電流(ires11)等于變壓器磁化電流(iLm11)，因此，isec11=iter11=0，能量不會轉移到變壓器二次側和三次側。

當柵極信號被施加到S21和S31時，該級結束，開關周期的后半部分開始。

3 變頻器模塊分析

圖6 所示的每個模塊等效電路用于完成所提拓撲的穩態分析，Rac為諧振電路輸出端的等效負載電阻，磁化電感(Lm11)與耦合電感(Lc11)之比為:

圖6 不同情況等效電路

隨著輸出功率的增加，Rac接近于低值(見圖6(b))。滿載時，由Cr11和等效電感Leq決定式(2)中給出的諧振頻率；等效電感Leq為諧振電感和磁化電感的并聯組合。

空載時Rac具有高值，如圖6(c)所示。因此，諧振頻率可由Cr11和Lm11定義。

滿載和空載相對角工作頻率分別用ωf和ωn表示，其中，ω表示角工作頻率。

式(6)中，空載時的相對工作頻率ωn總是高于ωf。考慮到電路總是在高于諧振的開關頻率下工作，式(6)意味著在滿載時，諧振頻率ωf更接近開關頻率，該電路能在較寬的工作點范圍內保持零電壓開關，同時使導通損耗降到最小。通過采用CLL諧振電路，該拓撲結構具有串聯諧振轉換器滿載時的固有特性，引入較少的環流。隨著負載的進一步降低，該轉換器利用并聯諧振轉換器的特性，在較寬的工作點范圍內保持零電壓開關。

諧振電路vres11的輸入電壓傅里葉級數表示如式(7)所示，其中vres11(ac)表示交流分量，由式(8)給出，D表示占空比；θh是由式(9)給出的相位角，fs為工作開關頻率，h表示h次諧波。由于諧振電路中的諧波含量可以忽略不計，因此在后續計算中均使用基波近似。

3.1 逆變器諧振電流

相對角工作頻率(ωr)由式(14)給出，其中ω0表示角諧振頻率，Q是品質因數。

式(10)中的均方根諧振電流和基波諧振電流峰值分別由式(17)和(18)給出。Im與Ir之比由式(19)給出。式(20)表明，提高開關頻率和Lm11/Lc11(k)比值，降低品質因數，可以降低電路中的循環電流，從而降低導通損耗?？梢钥闯觯S著k的增加電路可以近似為串聯諧振轉換器，通過并聯支路(Im)的電流變為零，因此，循環電流和傳導損耗將隨著Lm11尺寸的增大而減小。相反，當更多電流流過并聯支路時，Lm11越小，效率越低，本文目標是調整Lm11的尺寸，使ZVS 保持不變，同時使整個負載范圍內的傳導損耗損失最小化。

3.2 電壓增益

每個CLL 諧振電路(如圖6(a)所示)的電壓增益及其幅值分別如式(21)和(22)所示。

諧振電路(Cr11)的串聯電容器阻斷電壓vres11的直流分量由式(8)可知，諧振電壓vres11(ac)的均方根值如下所示:

考慮到電壓四倍整流器，每個轉換器模塊的總電壓增益如下所示:

因此，在D=0.5 時，轉換器的總電壓增益可由下式給出:

電壓增益與ωr和k的關系如圖7(a)所示。結果表明，每條曲線在不同的k值處達到峰值，該值為kcritical值，并表示φZi=0 的點。為實現零電壓開關，工作頻率應始終高于諧振頻率，這意味著k值應選擇在kcritical以上。從圖7 還可以看出，通過降低k值可以獲得更高的電壓增益，另一方面，根據式(19)，降低k值可以增加循環電流。圖7(b)給出了常數k(k=2)和ωr、Q的函數關系圖。

圖7 函數關系圖

3.3 緩沖電容選擇

緩沖電容器的功能是幫助實現所有開關的零關斷損耗，其能量必須在死區時間內完全釋放到諧振電路中。最慢的充電和放電發生在輕載和高壓時，因此，緩沖電容值的上限是在輕載和高壓下指定的。輕載時，假設所有電流都流經Lm11，Ceq可以通過兩個緩沖電容和Cr11的串聯給出。

鄉村教師支持計劃背景下教師生存狀態省思——基于2888名鄉村教師的調查分析………………張曉文 張 旭(4·80)

作為在所有條件下實現合理零電壓關斷的一般經驗法則，場效應管緩沖電容器的充電應不小于2tfi(td＞2tfi)，其中tfi是關斷時開關電流的下降時間。

此外，磁化電感Lm11必須存儲足夠的能量，以便對兩個緩沖電容器放電:

4 硬件選擇

為驗證所提轉換器的功能，在PSIM 中對一個輸出直流電壓為36 kV 的4 MW 風力發電機組系統進行了模擬。輸入電壓為3.3 kV，采用12 個模塊，2 個串聯(n=2)，3 個并聯(m=3)(見圖1)，每個開關上的電壓應力是直流連接電壓的一半。因此，采用CREE 1.7 kV、325 A 半橋SiC 場效應管模塊作為4 MW模塊化轉換器，并給出了兩個3.7 kW、500 V/2.7 kV 模塊的實驗結果。表1 為各模塊系統規格參數。

表1 用于仿真模擬和實驗規模原型的規格參數

4.1 諧振槽值

等效輸出交流電阻為:

假定開關頻率在17 kHz 左右，為實現每個模塊5.4 的電壓增益，根據圖7，將k和Q設置為2 和3.5，最大電壓增益出現在占空比D=0.5 時。因此，根據式(27)可計算出ωr為1.2；然后，根據式(33)相應地計算出Lc11，令k=2，Lm11=692 μH，匝數比為1 ∶1，通過式(34)計算Cr11。

緩沖電容按Cs11=Cs41=24 nF 計算。

4.2 高頻變壓器

4.2.1 電感系數的選擇

選用的錳鋅鐵氧體磁芯，相對溫度系數αF平均值在4×10-6/K 左右，有效磁導率溫度系數(αe)約為64×10-5/K，有效磁導率可由下式給出:

因此，當鐵芯類型為PM 87/70 且μe=160 時，可從數據表中找到電感系數:AL=1 250 nH。

4.2.2 繞組材料選擇

1 000 股×AWG44(即1 000×0.05 mm)天然絲包覆的Litz 線適合于高頻應用，Litz 線的總截面計算為1 000×0.002 mm2=2 mm2。所選Litz 線的直流電阻為:

式中:Rs是單個絞線的最大直流電阻，對于AWG44為2 873 Ω/1 000ft。NB為聚束操作數，NC是布線操作數，兩者都為1；Ns為單個絞線的數量。交直流電阻比由式(37)給出，其中K為常數，取決于Ns，對于Ns=1 000，K=2。D1是銅絞線上單個絞線的直徑，Do是絞線上成品電纜的直徑，Gin為渦流基系數。

4.2.3 匝數和電流密度

對于1 250 nH 的AL值和720 μH 的期望電感，式N=(L/AL)0.5計算得到的匝數為24，電流密度選擇為4 A/mm2。變壓器一次繞組的均方根電流為17 A，因此采用兩根平行的Litz 線(1 000×0.05 mm)實現4.2 A/mm2的電流密度，二次繞組和三次繞組僅由一根Litz 線組成。高頻變壓器圖片如圖8所示。

圖8 高頻三繞組1 ∶1 ∶1 變壓器圖片

4.3 耦合電感器

基于上述方法設計高頻變壓器的耦合電感，兩個鐵氧體E 磁芯(65/32/27)堆疊在一起，以滿足表2標準。耦合電感的結構原理和樣機如圖9 所示。

表2 所提轉換器中使用的耦合電感的規格

圖9 耦合電感的結構原理和樣機圖

5 仿真分析

5.1 仿真分析

圖10 給出了滿載條件下的仿真模擬結果，其中占空比為D=0.5，如圖所示，所有開關的開關損耗均為零。通過每個開關模塊的RMS 電流為212 A，電壓應力為1.65 kV，這使得使用1.7 kV SiC 場效應管成為可能。圖10 給出了在一個輸出高頻電壓四倍頻器模塊中通過二極管的測量電流和電壓波形，結果表明，所有的二極管都實現了軟開關。

圖10 測量電流和電壓波形

5.2 實驗結果

為了進一步驗證所提出的拓撲結構的性能，本文在實驗室中構建了兩個模塊，每個模塊的額定功率為3.7 kW，Vi=500 V，其直流輸出電壓為2.7 kV，實驗樣機的電路元件參數與仿真結果完全相似(見表1)。由于模塊的操作相同，因此只給出一個模塊的結果。樣機采用ROHM 公司的SiC 場效應管，高頻整流級采用SiC 肖特基二極管，開關頻率為17.4 kHz，占空比為D=0.5。開關波形及其導通和關斷轉換如圖11 所示，該圖表明，所提轉換器可以在兩組開關中保持零開關損耗。

圖11 滿載時模塊開關波形測量值

圖12 給出了輸出高頻電壓四倍頻器模塊中二極管上的測量電流和電壓波形。如圖所示，由于SiC 肖特基二極管的軟開關操作獲得了平滑的轉變，很明顯，輸出二極管上沒有電壓尖峰，因此，二極管的換向幾乎是無損的。圖12 中高頻隔離變壓器的二次和三次電壓證明了電路的平衡性能。

圖12 滿載時測量的電壓四倍二極管波形和高頻隔離變壓器的測量輸出電壓

在降低負載(額定功率的20%)條件下對電路進行測試，滿載和20%負載條件下的測量效率分別為98.7%和95%，如圖13 所示。所提出的轉換器隨輸入電壓階躍變化的動態響應如圖14 所示?？梢姡_關頻率從Vi=500 V 時的17.4 kHz 增加到Vi=600 V 時的19.2 kHz，以保持變頻控制下的輸出電壓在2.7 kV，采用DSP 芯片TMS320F28335 實現閉環控制，變壓器的二次和三次電流隨輸入電壓的階躍變化如圖15 所示。

圖13 每個模塊滿載和20%負載條件下的測量效率

圖14 (a)輸入電壓階躍變化動態響應；(b)Vi ＝500 V時的開關波形；(c)Vi ＝600 V 時的開關波形

圖15 變壓器二次和三次電流在輸入電壓分別為500 V 和600 V 時的階躍變化

4 MW 風電機組仿真和3.7 kW 樣機中不同功率水平下的測量效率如圖16 所示，圖17 為電路中關鍵部件的熱圖像。溫度測量表明，開關和二極管的工作溫度遠低于器件的最高工作溫度，仿真模擬設計和樣機的峰值效率分別為98.8%和98.7%。

圖16 4 MW 風電機組仿真及3.7 kW 樣機不同功率水平下的效率實測

圖17 樣機關鍵部位滿載熱圖像

圖18 給出了使用MSOX6004A 示波器進行樣機驗證和效率測量的圖片。表3 對MVDC 系統中使用的不同高升壓轉換器進行了比較，可以看出，所提轉換器具有更好的效率性能，而開關數量較少，電壓應力僅為輸入直流電壓(Vi)的一半。然而，與全橋逆變器產生的傳統對稱電壓方波不同，采用調制技術時，諧振電路的輸入電壓為0 到Vi的單極性方波。因此，每個轉換器模塊中的諧振電容器還充當直流阻斷電容器并行使其在諧振電路中的功能，通過諧振電容器的電壓應力變得更高，例如，在500 V/2.7 kV 時，通過電容器的最大電壓上升到1 kV。

表3 MVDC 電網中不同高升壓變換器的比較

圖18 樣機驗證和效率測量

6 結論

本文提出了一種用于風電系統MVDC 轉換的混合升壓電路結構，由基于耦合電壓四倍頻器的軟開關升壓諧振轉換器組成，并討論了轉換器的工作原理和設計思路，在3.3 kV/18 kV(每個模塊670 kW)的SiC基4 MW 模塊化設計上的仿真結果和500 V/2.7 kV(每個模塊3.7 kW)的實驗室規模樣機的實驗結果，證明了所提方法的有效性。