基于分時復合的無線供電三倍頻逆變器

趙建松 王軍華 蔡昌松 牟建學 羅 陽

基于分時復合的無線供電三倍頻逆變器

趙建松 王軍華 蔡昌松 牟建學 羅 陽

（武漢大學電氣與自動化學院 武漢 430072）

受開關器件工作頻率的限制，傳統(tǒng)高頻方波逆變器輸出電壓的頻率難以提高，為滿足無線電能傳輸系統(tǒng)運行頻率高頻化的要求，該文基于傳統(tǒng)移相全橋逆變器，提出一種輸出方波頻率為開關器件工作頻率3倍的逆變器及其驅(qū)動策略，并分析了逆變器在無線電能傳輸系統(tǒng)等效模型下的工作模態(tài)。與其他高頻逆變器相比，其輸出交流方波的頻率提升為原來的3倍，開關管的電流應力降低為原來的1/3，開關管發(fā)熱損耗進一步降低，具有輸出更高頻率的潛力；同時采用軟開關技術保證逆變器較高的效率，并可利用簡單成熟的移相控制方案或變頻控制方案對輸出功率進行調(diào)節(jié)。最后搭建了用于無線供電系統(tǒng)的三倍頻逆變器實驗平臺，驗證了該逆變器理論分析的正確性和可行性。

分時 復合三倍頻 逆變器 無線電能傳輸

0 引言

高頻逆變器在無線電能傳輸（Wireless Power Transfer, WPT）、感應加熱領域中有著廣泛的應用[1-4]，可將穩(wěn)定直流源逆變成高頻交流方波源，為后級電路提供穩(wěn)定可控的激勵。高頻逆變器的工作效率、輸出頻率和處理功率等參數(shù)對整個系統(tǒng)運行性能有著至關重要的影響[5-6]。尤其在諧振式無線電能傳輸系統(tǒng)中，線圈的最優(yōu)工作諧振頻率與傳輸距離的三次方成正比[7]，在電場耦合式水下無線電能傳輸系統(tǒng)中，增大工作頻率可減小耦合機構(gòu)的損耗[8]，同時工作頻率高頻化有利于傳輸線圈和補償元件的小型化與輕量化[9-11]。

WPT系統(tǒng)中常用的全橋逆變器[12-14]、半橋逆變器[15-16]、E類功率放大器[17-19]以及其他驅(qū)動方案的性能對比見表1。全橋逆變器常用于大功率、高電壓場合，通過調(diào)節(jié)超前臂與滯后臂驅(qū)動信號的移相角可控制輸出方波的脈沖寬度，實現(xiàn)功率調(diào)節(jié)。半橋型逆變器只有一只橋臂，需避免上、下開關管直通，常用于中小功率場合，采用變頻控制，輸出脈寬為固定50% 的正方波。E類功率放大器源于射頻領域，常用于中小功率、高頻場合，理想工作狀態(tài)下可實現(xiàn)零電壓開關（Zero Voltage Switching, ZVS），但負載適應能力較弱。此外，基于E類功率放大器還衍生出了EF類功率放大器[20-21]和推挽式雙E類功率放大器[22-24]，在保持逆變輸出高頻率的同時，EF類功率放大器可通過諧波注入的方式有效降低開關管的電壓應力，而雙E類功率放大器則利用推挽結(jié)構(gòu)，可降低流過開關管電流，有效提高輸出功率，但E類功率放大器衍生拓撲在功率調(diào)節(jié)、軟開關等方面的技術難度并沒有降低。

表1 不同方案高頻逆變器性能對比

Tab.1 Characteristics of different schemes of high frequency drive

為提高諧振系統(tǒng)的工作頻率，需采用先進開關器件或改進電路拓撲。前者在實際操作中可選用高壓MOSFET替代IGBT，或采用更加先進的第三代半導體如碳化硅、氮化鎵器件[25-26]，但頻率提升有限且成本高昂。拓撲改進方案中，文獻[27-28]利用單相全橋逆變器的基本結(jié)構(gòu)，使每個橋臂均采用相同數(shù)量的并聯(lián)開關管，不同橋臂分時交替工作，實現(xiàn)倍頻數(shù)與并聯(lián)數(shù)相同的IGBT高頻感應加熱逆變電源，提高了輸出頻率，但并未涉及功率調(diào)節(jié)；在WPT系統(tǒng)高頻電源中，文獻[29]基于類似原理在半橋結(jié)構(gòu)基礎上提出倍頻電源，實現(xiàn)了在IGBT工作于42kHz條件下輸出84kHz方波，并分析死區(qū)條件下的工作波形，但同樣未討論功率調(diào)節(jié)，且控制難度隨倍頻數(shù)倍增。此外，還有用低頻輸出來驅(qū)動高頻諧振系統(tǒng)的脈沖驅(qū)動和諧波驅(qū)動方案。在脈沖驅(qū)動方案中，文獻[30]利用兩個開關管、兩個耦合電感和一個二極管搭建能量收集和能量注入電路，可以在開關管的單個周期內(nèi)對WPT系統(tǒng)完成單次正脈沖能量注入，能量注入電路中開關管的關斷時間為脈沖注入時間，也是WPT系統(tǒng)的半個諧振周期，文中實現(xiàn)2.2W傳輸功率和94%傳輸效率；文獻[31]在單脈沖能量注入的思想基礎上，采用4個開關管實現(xiàn)雙脈沖能量注入，可在一個開關周期內(nèi)完成一次正脈沖能量注入和一次負脈沖能量注入，脈沖能量注入頻率是文獻[30]兩倍，提高了功率傳輸密度并實現(xiàn)ZVS軟開關技術，實驗樣機成功驅(qū)動諧振頻率為開關管工作頻率5倍的WPT系統(tǒng)，功率可達77W，最高效率可達73.5%。能量注入電路雖然可以驅(qū)動數(shù)倍于開關頻率的諧振電路，但開關管電壓應力較高。在諧波驅(qū)動方案中，文獻[32-33]中討論利用低頻方波中的3次或更高次諧波驅(qū)動WPT系統(tǒng)，可有效提高線圈諧振頻率和減小線圈尺寸，但開關管中流過環(huán)流占比與選定的諧波次數(shù)正相關，驅(qū)動高頻系統(tǒng)時效率較低；為了實現(xiàn)高頻諧波驅(qū)動的功率調(diào)節(jié)，可應用移相控制技術[34-35]，文獻[34]利用160.7kHz、96.3kHz低開關頻率產(chǎn)生的低頻方波來驅(qū)動500kHz高諧振頻率的WPT系統(tǒng)，采用移相控制實現(xiàn)對輸出功率的調(diào)節(jié)，傳輸功率可達140W，不包含整流時效率達91.6%，但仍不能解決開關管中環(huán)流導致?lián)p耗增加和降額運行的問題。

本文三倍頻逆變器基于傳統(tǒng)移相全橋逆變器，利用全橋輸出脈沖寬度不大于60°的逆變方波以固定120°的相位差分時交替輸出，在時域上疊加復合為三倍頻逆變方波。其輸出交流方波的頻率提升為開關管工作頻率的3倍，開關管的電流應力降低為原來的三分之一，單個開關管的導通損耗和開關損耗均有效降低，具有更高的輸出頻率和功率，可輕松實現(xiàn)軟開關，并可利用移相控制技術對輸出功率進行調(diào)節(jié)，與表1中所提各個驅(qū)動方案相比具有一定的優(yōu)勢。文中首先詳細介紹了三倍頻逆變器的工作原理以及輸出方波頻率和脈寬的調(diào)控方法，然后分析了逆變器在無線電能傳輸系統(tǒng)等效模型下的工作模態(tài)，最后搭建了無線供電三倍頻逆變器的實驗平臺，驗證所提方案的正確性和可行性。

1 分時復合三倍頻逆變器工作原理

1.1 分時復合三倍頻逆變器基本原理

傳統(tǒng)電壓型移相全橋逆變器用于無線電能傳輸時，其等效諧振網(wǎng)絡常呈現(xiàn)弱感性，開關管可實現(xiàn)零電壓開通（ZVS）。同一橋臂上下兩個開關管互補導通，超前臂與滯后臂的對角線開關管驅(qū)動信號具有一定的移相角，輸出交流方波的脈沖寬度=180°-d可調(diào)。當逆變器A的移相角= 120°時，輸出oA為脈沖= 60°的方波，如圖1所示，則一個周期s內(nèi)輸出波形數(shù)學表達式為

式中，Vi為輸入直流電壓；Ts為一個開關周期；(·)表示階躍函數(shù)。

本文所提出的三倍頻逆變器在單個移相全橋逆變器（移相角≥120°）基礎上，增加逆變器B和逆變器C，移相角均為，三個全橋逆變器輸出波形相位差Df固定為120°，即A= 120°，B= 240°，C= 0°。三者輸出波形通過圖1中分時復合的方式并聯(lián)輸出，可在開關管工作頻率為s時得到頻率為s′（s′=3s）的三倍頻方波。合成波形表達式為

1.2 分時復合三倍頻逆變器基本結(jié)構(gòu)

本文所提出的分時復合三倍頻逆變器拓撲電路如圖2所示，3個全橋逆變輸入端為3個獨立直流電壓源i，輸出端并聯(lián)后接負載，負載由等效電感eq、等效電容eq和等效電阻eq串聯(lián)組成。

圖2 分時復合三倍頻逆變器拓撲

該拓撲通過調(diào)節(jié)逆變器的超前臂與滯后臂間的移相角（120°≤≤180°），可改變輸出方波的脈寬。同時在單個逆變器的兩橋臂間加入雙向開關，導通時為負載提供續(xù)流通道，關斷時防止某一全橋輸出經(jīng)由另一全橋發(fā)生短路。該拓撲采用較多的開關器件，與傳統(tǒng)逆變器相比，提高了硬件成本與控制難度，但具有以下優(yōu)勢：①對橋臂采用分時驅(qū)動方式獲取三倍于工作頻率的逆變方波，使耦合機構(gòu)效率和傳輸距離提高；②采用變頻控制過程中，系統(tǒng)輸出變頻范圍擴大為原來的三倍，增大了系統(tǒng)的有效可調(diào)范圍；③器件的開關頻率更低、導通時間更短，有效降低了開關器件的發(fā)熱，可進一步提高逆變器的輸出頻率和處理功率。WPT系統(tǒng)中逆變器的負載可等效為LCR串聯(lián)諧振網(wǎng)絡，其諧振頻率r為

三倍頻逆變器中采用了雙向開關，這種特殊開關通?？晒ぷ饔谒姆N狀態(tài)，即完全導通時允許正向或反向電流流動，完全關斷時能阻斷正向或反向電壓，此外，還擁有類似二極管的單向?qū)ㄌ匦浴８哳l雙向開關管可采用分立MOS管搭建，其主要的結(jié)構(gòu)如圖3所示，圖3a中，兩個開關管采用背靠背、共源極連接方式組成雙向開關，具有驅(qū)動簡單的優(yōu)點，當不要求工作于二極管模式時，可將其門極驅(qū)動相連，采用一個驅(qū)動芯片即可實現(xiàn)雙向通斷。圖3b中，兩個開關管采用共漏極連接方式組成雙向開關，與圖3a中類似，導通電流流過體內(nèi)二極管，過電流能力降低，此外由于兩個開關管源極電壓不同，需采用獨立驅(qū)動芯片，通常不采用此種結(jié)構(gòu)。圖3c中采用兩個反向并聯(lián)的MOS管-二極管串聯(lián)單元，導通電流不經(jīng)過體內(nèi)二極管，具有較大過電流能力，但需要額外二極管且需采用獨立驅(qū)動芯片。本文中雙向開關僅工作于雙向?qū)半p向阻斷的二象限工作模式，故采用圖3a中結(jié)構(gòu)并采用單個驅(qū)動芯片即可驅(qū)動雙向開關，為簡化表達，下文圖中的雙向開關管將用圖3d符號表示。

1.3 分時復合三倍頻逆變器的控制原理

逆變器開關管數(shù)量較多，控制也較復雜。本文主要研究三倍頻逆變器的基本工作原理和可行性，因此采用開環(huán)控制方案，WPT系統(tǒng)以LCC-S補償為例，如圖4中點畫線外所示，1、2分別為發(fā)射、接收線圈電感，為耦合系數(shù)，f為補償電感，f、1、2為補償電容。指定逆變器的工作頻率s和移相角，PWM控制器產(chǎn)生頻率為s且相位分別為0°、、120°、120°+d、240°、240°+d的方波信號，控制半橋驅(qū)動芯片驅(qū)動對應的開關管，d為死區(qū)時間。而當需要閉環(huán)控制時，控制回路如圖4中點畫線內(nèi)所示。當負載及耦合系數(shù)變化時，整個WPT系統(tǒng)的諧振頻率r發(fā)生改變，通過檢測逆變器電流相位并調(diào)節(jié)工作頻率s，使逆變器負載保持在弱感性狀態(tài)，即逆變器輸出電流o滯后于輸出電壓o；同時對負載的電壓v進行反饋控制，當v偏大時，增大移相角，這將在日后進行更加深入的研究。

圖4 分時復合三倍頻逆變器控制框圖

假設逆變器開關管為理想器件并忽略死區(qū)時間和輸出諧波，則以為移相角工作的三倍頻逆變器輸出電壓與輸入電壓有效值增益為

在LCC-S補償?shù)腤PT系統(tǒng)中，若忽略副邊整流二極管導通壓降以及補償電容、補償電感、耦合線圈的串聯(lián)等效電阻，則整個WPT系統(tǒng)的直流電壓增益為

當發(fā)射線圈與接收線圈的耦合系數(shù)發(fā)生改變時，若要求輸出電壓V不變，即增益不變，則移相角與耦合系數(shù)、系統(tǒng)補償系數(shù)之間的關系如圖5所示?？梢钥闯觯到y(tǒng)補償系數(shù)由補償電感及線圈電感決定且WPT系統(tǒng)設計完成后不變，為保持輸出電壓穩(wěn)定，當耦合系數(shù)發(fā)生改變時，需改變逆變器運行移相角。

圖5 不同增益下d與k、p的關系曲線

WPT系統(tǒng)補償系數(shù)對電壓增益的影響如圖6所示，針對不同的電壓增益需求，可以選定合適的系統(tǒng)補償系數(shù)，使系統(tǒng)在耦合系數(shù)變化時，逆變器以合適的移相角高效運行。

圖6 不同補償系數(shù)下G與k、d 的關系曲線

2 逆變器工作模式分析

2.1 三倍頻逆變器基本工作模式分析

三倍頻逆變器工作波形及開關模式如圖7所示。為簡化分析，假設i為并聯(lián)大電容的理想電壓源，開關管S為忽略結(jié)電容的理想器件，o為逆變器輸出高頻方波電壓。電路中各個開關管的驅(qū)動時序如圖7a所示，s為開關周期，d為同一橋臂上下兩個開關管互補導通的死區(qū)時間，超前臂與滯后臂間的相位差= 120°，三個全橋驅(qū)動信號的相位差Df固定為120°。在一個開關周期中，三個全橋依次輸出脈寬為60°逆變方波，分時復合并聯(lián)輸出3倍于開關頻率的逆變方波。

由圖7可知，一個開關周期內(nèi)電路有多種模態(tài)。當?shù)刃CR串聯(lián)諧振負載在輸出頻率s′下呈純阻性（s′=r）時，一個輸出周期內(nèi)有六種模態(tài)；當負載呈感性（s′＞r）或容性（s′＜r）時一個輸出周期內(nèi)工作模態(tài)隨阻抗角變化而變化，其工作模態(tài)由六種減至四種時，負載阻抗角滿足

1）工作模態(tài)1

此模態(tài)為正向供電模態(tài)，如圖7b所示，0～1時，全橋C的SC1、SC4、SC6開通，輸出電壓為+i。當負載呈阻性時，正向電流通過全橋C的SC1、SC4、SC6為負載供電；當負載呈感性時，反向續(xù)流電流通過SC1、SC4的體內(nèi)二極管以及SC6回到電源中，0時刻前SA1、SA6中無電流流過，由于反向續(xù)流，SC4電壓被體內(nèi)二極管鉗位，因此SA1、SA6、SC4實現(xiàn)ZVS，正向電流同阻性負載一致；當負載呈容性時，電流通路與感性負載一致，1時刻SC1、SB4實現(xiàn)零電流關斷（Zero-Current Switch, ZCS）。

2）工作模態(tài)2

此模態(tài)為正向續(xù)流模態(tài)，如圖7c所示，1～2時，全橋C的超前臂和上下兩個雙向開關均截止，輸出電壓為-i。當負載呈阻性時，正向電流通過全橋B的SB5以及SB2、SB3的體內(nèi)二極管續(xù)流，能量回饋到全橋B的電源中；當負載網(wǎng)絡呈感性時，工作模態(tài)2持續(xù)時間延長，|j|≥d/s×540°時，1～3整個死區(qū)時間d內(nèi)工作在工作模態(tài)2；當負載呈容性時，模態(tài)2持續(xù)時間縮短或消失。

3）工作模態(tài)3

此模態(tài)為反向續(xù)流模態(tài)，如圖7d所示，2～3時，各個開關狀態(tài)與工作模態(tài)2相同，但負載續(xù)流電流方向和路徑改變，輸出電壓為+i。當負載呈阻性時，此時反向電流通過全橋A的SA6以及SA1、SA4的體內(nèi)二極管續(xù)流，能量回饋到全橋A的電源中；當負載網(wǎng)絡呈感性時，模態(tài)3持續(xù)時間縮短或消失；當負載網(wǎng)絡呈容性時，模態(tài)3持續(xù)時間延長，|j|≥d/s×540°時，1～3整個死區(qū)時間d內(nèi)工作在模態(tài)3。

4）工作模態(tài)4

此模態(tài)為反向供電模態(tài)，如圖7e所示，3～4時，全橋B的SB2、SB3、SB5開通，輸出電壓為-i。當負載呈阻性時，反向電流通過全橋B的SB2、SB3、SB5為負載供電；當負載呈感性且不存在模態(tài)3時，正向續(xù)流電流通過SB2、SB3的體內(nèi)二極管以及SB5回到電源中，此時在3時刻前SC2、SC5中無電流，SB3漏源電壓被體內(nèi)二極管的續(xù)流電流鉗位，在3時刻SC2、SC5、SB3均實現(xiàn)ZVS，其反向供電電流同阻性負載一致；當負載呈容性時，電流通路同感性負載分析一致，而在4時刻前的正向續(xù)流電流使得SB2、SA3實現(xiàn)ZCS。

5）工作模態(tài)5

此模態(tài)為反向續(xù)流模態(tài)，如圖7f所示，4～5時，全橋B的超前臂和上下兩個雙向開關管均截止，輸出電壓為+i。當負載呈阻性時，反向續(xù)流電流通過全橋A的SA6以及SA1、SA4的體內(nèi)二極管將能量回饋到全橋A電源中，該電流路徑與模態(tài)3分析一致；而當負載網(wǎng)絡呈感性時，模態(tài)5的工作時間延長，且當|j|≥d/s×540°時，4～6整個死區(qū)時間d內(nèi)均工作在模態(tài)5；負載呈容性時模態(tài)5工作時間將縮短或消失。

6）工作模態(tài)6

此模態(tài)為正向續(xù)流模態(tài)，如圖7g所示，5～6時，各個開關管狀態(tài)與模態(tài)5分析相同，而負載續(xù)流電流的方向和路徑改變，輸出電壓為-i。當負載呈阻性時，正向電流通過全橋C的SC5以及SC2、SC3的體內(nèi)二極管將能量回饋到全橋C電源中。當負載網(wǎng)絡呈感性時，模態(tài)6的持續(xù)時間將縮短或消失；而當負載網(wǎng)絡呈容性時，模態(tài)6的持續(xù)時間延長，且當|j|≥d/s×540°時，4～6整個死區(qū)時間d內(nèi)均工作在模態(tài)6。

上文描述了無脈寬調(diào)節(jié)的三倍頻工作模式，即基本工作模式（= 120°）的驅(qū)動時序和開關管工作波形，模態(tài)1～6完成一個輸出周期，三個全橋分時輸出相位差為120°、脈寬為60°的方波，復合后并聯(lián)輸出得到三倍于開關頻率的逆變方波。在另外兩個輸出周期中，分析方法與上文類似，只不過開關狀態(tài)循環(huán)改變、支路電流在不同全橋之間轉(zhuǎn)移，不再贅述。根據(jù)分析可知，在輸出相同頻率逆變方波情況下，與普通全橋相比，開關管工作頻率和導通工作時間均降為原有的三分之一，同時電流應力降低，電壓應力保持不變，本文提出的三倍頻逆變器可有效減小單個開關管開關損耗和導通損耗，提高逆變輸出頻率和功率。

2.2 三倍頻逆變器移相工作模式分析

本文2.1小節(jié)中分析了考慮死區(qū)時基本工作模式的各種工作模態(tài)，本小節(jié)將分析移相工作模式（120°＜＜180°）下逆變器的驅(qū)動原理和工作波形。當超前臂與滯后臂驅(qū)動信號的移相角增大時，輸出方波脈沖寬度將減小，即可實現(xiàn)輸出脈寬控制。圖8中展示了當移相角= 140°時，一個開關周期中各個開關管的驅(qū)動信號以及等效負載分別在阻性、感性和容性條件下的工作波形。為簡化分析，忽略死區(qū)時間，一個輸出周期中共有四種工作模態(tài)。圖8a中可見，不同負載條件下輸出電壓波形相同，但續(xù)流電流在全橋間的流通路徑有所不同。

1）工作模態(tài)1

此模態(tài)為續(xù)流模態(tài)，如圖8b所示，0～1時，全橋A的SA1、SA3以及雙向開關管SA5導通，輸出電壓為0V。反向續(xù)流電流通過SA1的體內(nèi)二極管以及SA5、SA3，正向續(xù)流電流通過SA3的體內(nèi)二極管以及SA5、SA1。阻性負載下正向續(xù)流與反向續(xù)流時間相同；感性負載下反向續(xù)流時間延長，正向續(xù)流時間縮短，容性負載則相反，而當負載阻抗角|j|≥3(d-120°)/2時，續(xù)流只有一個方向。

2）工作模態(tài)2

此模態(tài)為正向供電模態(tài)，如圖8c所示，1～2時，全橋C的SC1、SC4、SC6導通，輸出電壓為+i。此工作模式與一般移相全橋相同，正向電流通過SC1、SC4、SC6向負載供電，反向續(xù)流則通過SC1、SC4的體內(nèi)二極管以及SC6反饋至電源。

3）工作模態(tài)3

此模態(tài)為續(xù)流模態(tài)，如圖8d所示，2～3時，全橋C的SC2、SC4、SC6開通，輸出電壓為0V。正向電流通過SC2的體內(nèi)二極管以及SC4、SC6續(xù)流，反向電流則通過SC4的體內(nèi)二極管以及SC2、SC6續(xù)流。阻性負載下正向續(xù)流與反向續(xù)流時間相同；感性負載下正向續(xù)流時間延長，反向續(xù)流時間縮短，容性負載則相反，當負載阻抗角|j|≥3(d-120°)/2時，續(xù)流只有一個方向。

4）工作模態(tài)4

此模態(tài)為反向供電模態(tài)，如圖8e所示，3～4時，全橋B的SB2、SB3、SB5導通，輸出電壓為-i。反向電流通過SB2、SB3、SB5向負載供電，正向電流通過SB2、SB3的體內(nèi)二極管以及雙向開關SB5續(xù)流。

上文描述了利用脈寬調(diào)節(jié)輸出功率的三倍頻工作模式，即移相工作模式（120°＜＜180°）的驅(qū)動時序和開關管工作波形。模態(tài)1～4完成一個輸出周期，對應的全橋C的正電壓輸出和全橋B的負電壓輸出，剩下兩個輸出周期的開關狀態(tài)及電壓電流波形與此類似，3個全橋交替輸出脈寬=180°-d的交流方波。對輸出頻率為s′的方波而言，其脈寬′=3(180°-d)，輸出波形可表示為

式中，′=2ps′=6ps。

3 實驗驗證

3.1 工作原理實驗驗證

為了驗證以上原理分析的正確性，根據(jù)圖2制作了一臺三倍頻逆變器實驗樣機，無線電能傳輸系統(tǒng)的等效模型采用RLC串聯(lián)諧振負載，實驗中負載電阻eq采用RI無感釉膜電阻，其等效電感極小并已計入等效電感eq，諧振電感為自制磁心電感，諧振電容采用CBB81薄膜電容，實驗系統(tǒng)相關參數(shù)見表2。

圖9是三倍頻逆變運行在基本工作模式（即移相角=120°）下的輸出電壓電流實驗波形。圖9a中開關管的工作頻率為98.5kHz，逆變輸出頻率為295.5kHz，可以看到逆變輸出電壓與電流同相位，全橋A和全橋C輸出電流相位差為240°；圖9b中開關管的工作頻率為100.5kHz，逆變輸出頻率為301.5kHz，此時諧振網(wǎng)絡呈感性，可以看到逆變輸出電流滯后于輸出電壓；圖9c中開關管的工作頻率為96.5kHz，逆變輸出頻率為289.5kHz，此時諧振網(wǎng)絡呈容性，可以看到逆變輸出電流超前于電壓。

表2 實驗系統(tǒng)參數(shù)

Tab.2 Parameters of experimental system

圖9 不同負載逆變器實驗波形

圖10是在移相工作模式（= 140°）下逆變器的輸出電壓電流實驗波形，輸出電壓脈寬′=120°。圖10a中開關管的工作頻率為98.5kHz，逆變器輸出頻率為295.5kHz，負載呈阻性，電流與電壓同相位；圖10b中開關工作頻率為100.5kHz，逆變輸出頻率為301.5kHz，大于諧振頻率，負載呈感性，電流滯后電壓；圖10c中開關管工作頻率為96.5kHz，逆變輸出頻率為289.5kHz，小于諧振頻率，負載呈容性，電流超前電壓；由于死區(qū)時間內(nèi)的續(xù)流經(jīng)過電源，故從續(xù)流模態(tài)切換為輸出模態(tài)時存在電壓尖峰。

圖10 移相工作時逆變器實驗波形

從以上波形中可見，三個全橋分別以120°相位差分時復合后輸出三倍頻方波，且成功實現(xiàn)移相調(diào)節(jié)，采用的雙向開關避免了橋間短路并提供了續(xù)流通路，驗證了逆變器在不同負載及不同工作模式下可穩(wěn)定運行。

3.2 WPT實驗驗證

為了驗證該逆變器在WPT系統(tǒng)中實際應用能力，本文還搭建了WPT系統(tǒng)三倍頻逆變器實驗平臺，如圖11所示。

圖11 采用三倍頻逆變器WPT實驗平臺

WPT系統(tǒng)采用LCC-S補償，補償電容計算公式為

表3 WPT系統(tǒng)參數(shù)

Tab.3 Parameters of WPT system

圖12是WPT實驗平臺的工作波形，開關管工作頻率為100kHz，逆變輸出頻率為300kHz，WPT系統(tǒng)在此頻率下呈弱感性。圖12a展示了該逆變器輸出電壓、電流及全橋A、全橋C輸出電流；圖12b為移相角= 135°時的工作波形。圖12c為逆變器開環(huán)工作條件下，負載由空載到帶載、負載變動、帶載到空載過程中三倍頻逆變器輸出電壓、電流以及直流負載電壓、電流的動態(tài)響應波形。圖12中逆變器輸出電壓基本不變，而負載電壓從空載到帶載時波動較大，雖然WPT系統(tǒng)采用的LCC-S補償方案具有一定恒壓輸出特性，但是能量傳輸過程中電壓的損耗隨負載增大而增大，若要對輸出電壓和電流進行調(diào)節(jié)，則需引入閉環(huán)控制。

圖12 三倍頻逆變器工作波形

圖13為全橋A各個開關管的工作波形。圖13中ds、dd分別為普通開關管、雙向開關管兩端電壓，oA為全橋A輸出電流，gs為開關管驅(qū)動電壓。圖13a、13b中，超前臂開關管SA1、SA2在驅(qū)動信號gs到來前，漏源電壓ds已降為0，導通一段時間后才流過電流；圖13c、圖13d中，滯后臂開關管SA3、SA4在驅(qū)動信號gs到來前，開關管的體內(nèi)二極管流過反向電流，將漏源電壓ds鉗位至0；在圖13e、圖13f中，雙向開關管SA5、SA6在驅(qū)動信號gs到來前，開關管兩端的電壓dd為0，在導通一段時間后才流過電流。因此，全橋各個開關管均實現(xiàn)ZVS開通，這使得電流雖然流過較多的開關管，但依然能夠保持較高的效率。

圖14為該實驗平臺在不同負載電阻、移相角下的傳輸效率（為直流電源到負載的效率）及輸出功率（為負載功率）的變化曲線。圖14a中，移相角=120°，輸出效率保持在81%以上，負載電阻=20W時最高可達84.1%，輸出功率隨負載電阻的增大而減??；圖14b中，負載電阻=20W，輸出功率和效率均隨移相角增大而降低，這是由于開關管體內(nèi)二極管續(xù)流時間的增加導致的。以上實驗進一步驗證了三倍頻逆變器的理論分析的正確性以及用于WPT系統(tǒng)的可行性。

圖14 三倍頻逆變器輸出功率與效率曲線

4 結(jié)論

本文在傳統(tǒng)移相全橋逆變器的基礎上，提出了一種基于分時復合的無線供電三倍頻逆變器。文中詳細介紹了該逆變器的基本結(jié)構(gòu)和工作原理，利用脈沖寬度不大于60°且相位差互為120°的三個逆變方波分時復合，獲得輸出頻率為開關頻率三倍的逆變方波。采用雙向開關管連接全橋超前臂與滯后臂，導通時為死區(qū)時間內(nèi)以及移相續(xù)流時間內(nèi)的續(xù)流提供通路，阻斷時防止全橋間的短路。與傳統(tǒng)高頻逆變器相比，單個開關管工作頻率和導通時間降低，有效降低開關管的損耗及溫升，提高逆變輸出功率和頻率。結(jié)合開關管驅(qū)動波形，詳細分析了逆變器在等效負載分別呈阻性、感性和容性條件下，考慮死區(qū)時間和移相工作時的工作模態(tài)以及各模態(tài)下的工作波形。最后制作了三倍頻逆變器樣機，驗證了理論分析的正確性及有效性；并搭建了WPT實驗平臺，實現(xiàn)了開關管工作頻率100kHz，輸出逆變頻率300kHz，各開關管均實現(xiàn)ZVS軟開關，在20W的電阻負載下，整個WPT系統(tǒng)傳輸效率最高為84.1%，輸出功率達126W，同時驗證了該逆變器抗負載擾動能力以及移相控制能力。

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Triple Frequency Inverter Based on Time-Sharing Composite for Wireless Power Transfer System

Zhao Jiansong Wang Junhua Cai Changsong Mu Jianxue Luo Yang

（School of Electrical Engineering and Automation Wuhan University Wuhan 430072 China）

Due to the limitation of the operating frequency of switching devices, the output frequency converted by conventional high-frequency inverters is difficult to increase.In order to meet the requirements of high-frequency operation of wireless power transfer (WPT) systems, an inverter and its driving strategy, whose output square wave frequency is three times the operating frequency of the switching device, are proposed based on conventional phase-shifting full-bridge inverters in this paper.The operating modes of the proposed inverter withan equivalent WPT model are also analyzed. Compared with other high-frequency inverters, the output frequency of the inverter is increased by three times, the current stress of the switches is reduced to one third of the original, and the heat loss of the switches is also decreased, and it has the potential to output higher frequency. Meanwhile, soft switching is realized to ensure the high efficiency of the inverter, and asimple and mature phase-shifting or variable-frequency control scheme can be adopted to adjust the output power. Finally, a WPT experimental prototypebased on the triple-frequency inverter is built to verify the correctness and feasibility of the theoretical analysis and design of the triple-frequency inverter.

Time-sharing, triple frequency, inverter, wireless power transfer

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211205

TM464

國家重點研發(fā)計劃（2017YFB1201002）和中國博士后科學基金（2021TQ0249，2021M692466）資助項目。

2021-08-04

2021-12-17

趙建松 男，1996年生，碩士研究生，研究方向為無線電能傳輸技術及其應用。E-mail：jasonzhao@whu.edu.cn

蔡昌松 男，1992年生，博士（后），研究方向為無線電能傳輸、新能源儲能等。E-mail：changsongcai@whu.edu.cn（通信作者）

（編輯 郭麗軍）