基于電流半波差異的單相四象限整流器開路故障診斷

伍珣，李凱迪，田睿，于天劍

(1.中南大學 交通運輸工程學院，湖南 長沙，410075；2.深圳地鐵集團，廣東 深圳，518040；3.國網湖南超高壓變電公司，湖南 長沙，410004)

為了降低輸電線路用材，節約運營成本，鐵路接觸網采用單相交流電的形式為電力機車以及動車組等列車進行供電。作為列車的電能變換裝置，單相四象限整流器在能量傳遞中起著重要作用。

整流器通常采用電力電子器件(如IGBT)與反并聯二極管構成單相橋式整流電路，具有能量雙向流動、恒定輸出直流電壓、低諧波網側輸入電流、濾波器容量小以及高功率因數等優良性能。然而，由于電力電子器件控制的復雜性、操作失誤、器件老化、環境干擾以及機械振動等原因，整流器不可避免地會出現各種故障，如IGBT內部模塊燒損、IGBT 模塊振裂以及線路松動和接觸不良等。這些故障主要表現為開路故障。對于整流器而言，IGBT 開路故障將導致直流側電壓幅值降低、脈動增大、功率因數下降，以及網側輸入電流畸變。對于整個變流系統而言，IGBT 開路故障會造成網側諧波含量上升，同時嚴重影響直流側負載的正常工作，給整個系統帶來極大的安全隱患。在整流器發生開路故障后，需要盡早采取相應的應急措施，以避免二次故障的發生，減少不必要的損失。因此，實時的開路故障診斷顯得至關重要。

目前，學者們針對不同拓撲結構的整流器開路故障診斷進行了研究。針對單相四象限整流器開路故障，GOU等[1-2]提出一種基于混合邏輯動態模型和殘差的診斷方法，該方法診斷速度較快，但是需要從控制系統中獲取開關狀態以及相關測量參數。此外，茍斌等[3]對整流器傳感器故障以及容錯控制方法也進行了研究。BEN YOUSSEF 等[4]通過電流觀測值與測量值的殘差以及自適應閾值實現對單相四象限脈沖整流器開路故障的診斷，同樣地，該方法也需要獲取控制信號才能完成診斷。XIA等[5]提出了一種基于滑模觀測器的診斷方法，該方法可以對由傳感器故障導致的器件控制問題進行診斷。POON等[6]采用基于模型的狀態估計方法對四象限整流器的故障進行了分類。XIE等[7-8]提出一種基于狀態估計和歸一化檢測變量的故障診斷方法，該方法通過控制信號來計算電壓與電流的殘差，從而實現故障定位。歐健[9]采用小波變換對四象限整流器輸出電壓進行特征提取，并利用神經網絡完成對故障的分類。夏金輝[10]采用滑模觀測器監測電流與電壓的殘差，對四象限整流器的故障進行分類并提出了容錯控制方法。蒲俊楷[11]針對四象限整流器開路故障提出了一種基于混合邏輯動態模型的診斷方法，相似地，該方法同樣基于網側電流殘差的分析且需要獲取系統控制信號。

針對三相PWM 整流器開路故障，WU 等[12-14]提出一種基于電流相似分析的故障診斷方法，該方法通過對三相電流以及基波頻率進行特征分析，可以實現多個IGBT的故障診斷。王磊[15-17]對三相電壓型脈沖寬度調制(PWM)整流器的開路故障特征進行了分析，并提出了基于標幺化均值的故障診斷方法。SHI等[18]提出一種基于三相瞬時電流畸變的開路故障診斷方法，該方法在負載變動過程中具有一定的魯棒性。MOOSAVI等[19]針對混合動力電動汽車中的三相整流器，提出一種基于人工神經網絡的故障診斷方法，該方法結合快速傅里葉變換(FFT)與模式識別實現故障的分類，在診斷之前需要大量樣本來對神經網絡進行訓練。XU等[20]通過基于稀疏自編碼的深度神經網絡實現了對三相整流器的故障診斷，同樣地，該方法采用大量樣本對模型進行訓練，需要較高性能的處理器完成計算。TIAN等[21]提出一種基于電流核密度估計的故障診斷方法，能夠有效對三相整流器故障進行分類。宋佩云等[22-23]針對航空三相PWM整流器分別提出了不同的基于模型分析的開路故障診斷方法。其他學者也對三相整流器的開路故障診斷方法進行了探討[24-28]。

此外，CASEIRO 等[29]針對三電平中點鉗位型整流器提出了基于瞬時電壓誤差的開路故障診斷方法，該方法對于診斷變量要求較多，需要同時獲取三相電壓與電流、直流側電壓以及控制信號，實用性較低。PENG等[30]則提出了一種統一建模的方法，該方法可以描述三電平中點鉗位型整流器正常或故障時的模型，能夠實現開關管的故障診斷。王沈晟[31]針對三電平中點鉗位型整流器提出了一種基于電流路徑的開路故障診斷方法，該方法需要在直流側注入電流，并結合控制信號完成診斷。CHENG 等[32-33]采用輸入與輸出電壓作為診斷變量對三段橋式整流器開路故障進行診斷，并提出了相應的容錯控制方法。王飛月[34]針對單相半控橋式整流電路提出了一種基于貝葉斯網絡的故障診斷方法。LEE等[35]對T型整流器開路故障進行了研究，并提出了一種基于空間向量的診斷方法，該方法需要同時獲取網側三相電壓與電流來進行特征提取。此后，LEE 等[36]將該方法在VIENNA整流器的故障診斷中進行了拓展。

從已有的研究來看，學者們大都是在觀測變量較多的條件下開展故障診斷研究。實際上，列車整流器的可觀測變量有限：輸入端僅一個電流傳感器用于測量網側電流，輸出端僅一個電壓傳感器用于測量支撐電容器電壓，而考慮到系統穩定性與可靠性問題，控制信號通常不對外開放。在這種條件下，多數故障診斷方法在應用中可能面臨診斷變量缺失的問題。同時，與列車整流器IGBT 反并聯的二極管同樣存在開路故障的可能，且反并聯二極管的開路故障與IGBT開路故障極為相似，給系統安全運行帶來嚴重影響。然而，這兩類故障的聯合診斷還未受到人們的重視。因此，本文作者結合列車整流器的實際情況開展開路故障診斷研究，在僅采用一個電流傳感器的條件下，實現IGBT與反并聯二極管的開路故障準確識別與定位，并通過dSPACE實驗平臺對方法的有效性進行了驗證。

1 工作原理與故障分析

單相電壓型兩電平單相四象限脈沖整流器的主電路拓撲如圖1所示。其中，T1，T2，T3以及T4為單相四象限脈沖整流器IGBT器件；D1，D2，D3以及D4為反并聯二極管；LN為網側電感，RN為網側電阻；LS為二次濾波電感；CS為二次濾波電容；Cd為直流側支撐電容，常采用多個電容器串、并聯的形式；R為負載電阻；L為負載電感；uN為網側輸入電壓；iN為網側輸入電流；uUV為交流側輸入電壓；is為流過二次濾波電路的電流；iR為流過負載的電流；iC為流過直流側電容的電流；Ud為直流側電容電壓；id為直流側電流。

圖1 單相四象限脈沖整流器主電路Fig.1 Main circuit of single-phase four quadrant rectifier

定義單相四象限脈沖整流器U 相與V 相的開關函數SU和SV如下：

1.1 IGBT開路故障分析

正常工況下，單相四象限整流器(下面簡稱整流器)的直流側電壓輸出恒定在某一電壓范圍，網側輸入電流的相位與網側電壓的相位基本一致，呈正弦波周期性變化。由于載波頻率影響，網側輸入電流存在一定諧波，諧波含量與載波頻率的高低有關。

當T1發生開路故障時，可能受影響的控制狀態有SU=1，SV=1 與SU=1，SV=0。其中，網側輸入電流iN受故障的影響最為明顯。

當SU=1，SV=1 時，VT1開路故障下的整流器等效電路如圖2所示。由于VT1發生故障，原本經T1和D3形成的電流回路變為經D3、直流側電容以及D2的電流回路。此時，網側電壓和電感LN向直流側電容和負載釋放能量，電流幅值相比正常工況時減小。

圖2 T1故障時的整流器等效電路Fig.2 Equivalent circuit of single-phase four quadrant rectifier when T1 fails

當SU=1，SV=0 時，由于VT1發生故障，原本經T1和T4形成的電流回路變為經T4和D2的電流回路，直流側電容與負載形成電流回路。此時，網側電壓直接加在電感LN兩端，對電感進行充電，電流幅值減小。

由以上分析可以看出，在T1開路故障時，網側輸入電流iN在負半周的電流幅值相對正常工況時有所減小。

當T2發生開路故障時，可能受影響的控制狀態有SU=0，SV=1 與SU=0，SV=0。同樣地，網側輸入電流iN受到較大影響。

當SU=0，SV=1 時，T2開路故障下的整流器等效電路如圖3 所示。由于T2發生故障，原本經T2和T3形成的電流回路變為經D1和T3形成電流回路。此時，直流側電容與負載形成電流回路，僅由網側電壓對電感LN充能，電流iN的充能速率明顯降低。

圖3 T2故障時的整流器等效電路Fig.3 Equivalent circuit of single-phase four quadrant rectifier when T2 fails

當SU=0，SV=0 時，由于T2發生故障，原本經T2和D4形成的電流回路變為經D1、直流側電容以及D4的電流回路。此時，網側和電感LN向直流側電容和負載釋放能量，電流幅值相比正常工況時減小。

由此可知，當T2發生開路故障時，網側電感的能量在充能階段減少甚至釋放，進而導致網側輸入電流在正半周的幅值總體呈減小趨勢。

類似地，可以推導出T3開路故障與T2開路故障具有相似的特征，T4開路故障與T1開路故障具有相似的特征。

1.2 反并聯二極管開路故障分析

當D1發生開路故障時，整流器等效電路如圖4所示。若電流方向為負，即電流流經T1或D2，則此時D1開路不會對四象限整流器的正常運行產生影響。若電流方向為正且T2導通，則電流會經過T2流入整流器，D1開路故障同樣不會影響整流器的正常運行。當電流方向為正且T2不導通時，電流無法經整流器形成回路。此時，電流iN接近于0 A，同時在網側會伴隨有較高的脈沖電壓，對整流器其他IGBT會產生極大的沖擊。因此，D1開路故障會導致電流iN在正半周的電流幅值大幅降低。

圖4 D1故障時的整流器等效電路Fig.4 Equivalent circuit of single-phase four quadrant rectifier when D1 fails

當D2發生開路故障時，整流器等效電路如圖5所示。若電流方向為正，即電流流經D1或T2，則此時D2開路不會對四象限整流器的正常運行產生影響。若電流方向為負且T1導通，則電流會經過T1流入網側，D2開路故障同樣不會影響整流器的正常運行。當電流方向為負且T1不導通時，電流無法經整流器形成回路，電流iN接近于0 A，在網側產生較高的脈沖電壓。因此，D2開路故障會導致電流iN在負半周的電流幅值大幅降低。

圖5 D2故障時的整流器等效電路Fig.5 Equivalent circuit of single-phase four quadrant rectifier when D2 fails

類似地，可以推導出D3開路故障與D2開路故障具有相似的特征，D4開路故障與D1開路故障具有相似的特征。

2 基于電流半波差異的開路故障診斷方法

通過理論分析可知，網側輸入電流在開路故障情況下存在半個周期的時間，這段時間內電流幅值會發生不同程度的降低。根據網側輸入電流的畸變區間以及電流幅值的降低程度即可對四象限整流器IGBT開路故障以及反并聯二極管開路故障進行診斷。因此，本文提出一種基于網側輸入電流半波差異的單相四象限整流器開路故障診斷方法，該方法通過對比網側輸入電流畸變區間來區分1 號位(或4 號位)與2 號位(或3 號位)的開路故障，通過網側輸入電流幅值降低程度來辨別IGBT開路故障與反并聯二極管開路故障，能夠實時、快速、有效地對表1中的四類故障進行診斷。

表1 不同開路故障情況下的輸入電流特征Table 1 Current features under different open-circuit faults

令網側輸入電流每個周期的采樣點個數為n(n大于零且為偶數)，則網側輸入電流正半周與負半周的采樣點個數均為n/2?？紤]到網側輸入電流的幅值受負載影響，在進行開路故障診斷之前，首先對網側輸入電流進行標準化處理：

其中：iN_S為標準化處理后的網側輸入電流；iN_RMS為網側輸入電流的均方根有效值。iN_RMS的具體計算公式可以寫為

其中：t為時間；T為網側輸入電流基波周期。式(4)在離散形式下的表達式為

其中：iN(k)為第k個采樣點的網側輸入電流。

當網側輸入電流完成標準化處理后，其電流幅值受負載等因素的影響將大幅降低。即使負載在診斷過程中發生變化，iN_S基本上不會出現明顯的異常，從而便于后續診斷的開展。

通常，標準化后的網側輸入電流的正半周與負半周在同一個周期內是關于電流過零點對稱的。因此，對于每一個采樣點，可以得到：

其中：ek為取值較小(基本趨近于0)的誤差，在后續診斷中可以忽略不計，k=1，2，…，n/2。

當某一開路故障發生時，網側輸入電流在負半周(或正半周)的電流幅值下降，而在正半周(或負半周)的電流幅值仍然保持正常。此時，式(6)可以寫為

其中：Dk為由于網側輸入電流發生畸變而引起的差值。根據Dk的取值分布可以大致判定開路故障的類型。但網側輸入電流畸變仍然具有一定的隨機性，導致在同一半波不同時刻的Dk存在較大差值。為了得到更好的故障特征，令

此時，通過DRMS可以更容易地了解某一開路故障情況下Dk的平均水平。當IGBT 發生開路故障時，電流幅值在畸變部分降低，DRMS會從零上升并超過一個較小的量綱一參數Dth_low；而當反并聯二極管發生開路故障時，電流幅值在畸變部分大幅降低，DRMS會從零上升并超過一個較大的量綱一參數Dth_high。由此可以很快區分IGBT 開路故障與反并聯二極管開路故障。

由于DRMS恒為非負，僅憑式(8)只能辨識出IGBT 開路故障與反并聯二極管開路故障，需要通過Dk的正負才能進一步確定其中的故障類型?？紤]到噪聲以及干擾的影響，本文采用Dk的平均值即DAVE來代替Dk進行判斷。令

當Dk的平均值大于等于零時，DAVE取值為1，表明網側輸入電流負半周發生畸變，電流幅值減?。划擠k的平均值小于零時，DAVE取值為-1，表明網側輸入電流正半周發生畸變，電流幅值減小。

結合式(8)和式(9)可以對表1 中所示四種開路故障進行準確辨識。令診斷信號輸出值S為

則診斷信號輸出值S與四象限整流器開路故障的對應關系如表2 所示。閾值參數Dth_low和Dth_high根據四象限整流器實際工作情況進行調節。

表2 單相四象限整流器開路故障診斷Table 2 Open-circuit faults diagnosis of single-phase four quadrant rectifier

圖6所示為單相四象限整流器開路故障的整個診斷流程。從故障發生到故障診斷，整個過程最長只需一個基波周期。

圖6 故障診斷流程Fig.6 Fault diagnosis process

需要說明的是，對于類似于T1和T4的開路故障診斷，由于故障后的網側電壓與電流以及直流側電壓的故障特征基本不存在明顯差異，只能通過控制信號或加裝額外傳感器的方式才能實現兩個開關管的故障辨識。然而，對系統進行改動在實際中會產生一系列難以有效處理的責任劃分問題。因此，本文作者認為通過控制信號或加裝額外傳感器來進行診斷的方式并不是一種行之有效的解決方法，故不再對其進行探討。

3 實驗驗證

本文通過dSPACE 平臺(如圖7 所示)模擬整流器IGBT開路故障與反并聯二極管開路故障來對診斷方法進行驗證。主要實驗參數如表3所示。在實驗中，通過關閉控制信號來模擬IGBT 開路故障，在反并聯二極管一側串聯可控開關并控制開關關斷來模擬反并聯二極管的開路故障。通過模擬不同情況下的開路故障來對以下假設進行驗證：

表3 主要實驗參數Table 3 Key experimental parameters

圖7 dSPACE實驗平臺示意圖Fig.7 Diagram of dSPACE platform

1) 開路故障診斷方法能夠有效診斷T1(或T4)開路故障、T2(或T3)開路故障、D1(或D4)開路故障以及D2(或D3)開路故障；

2) 開路故障診斷方法對于負載波動具有較好的魯棒性，診斷結果不受負載變化的影響；

3) 開路故障診斷方法對于網側電壓波動具有較好的魯棒性，診斷結果不受網側電壓變化的影響；

4) 開路故障診斷方法對于載波變化具有較好的魯棒性，診斷結果不受載波變化的影響。

3.1 故障診斷方法有效性驗證

當T1發生開路故障時，整流器的診斷過程如圖8所示。由圖8可見，T1開路故障發生在tA時刻。在開路故障發生前，診斷信號輸出值S基本呈不規則的方波變化，其幅值約為0.2左右。出現這種現象的原因是由于正常情況下網側輸入電流的半波差異較小，使得DAVE的取值也在1和-1之間變化，從而導致診斷信號輸出值S呈不規則的方波變化。當T1開路故障發生后，網側輸入電流在負半周的幅值相比正常情況時有所減小，在正半周的幅值基本不變；直流側輸出電壓呈下降趨勢。此時，可以明顯觀察到，S逐步上升，且經過大約一個基波周期后，S最終趨于一個穩定值(約為0.8)。根據表2可知，T1(或T4)發生開路故障。

圖8 T1開路故障診斷Fig.8 Open-circuit fault diagnosis of T1

當T2發生開路故障時，整流器的診斷過程如圖9所示。相似地，在T2發生開路故障之前，S呈不規則的方波變化；在T2發生開路故障之后，直流側電壓降低，S發生變化并于一個基波周期后趨于一個穩定的值。與T1開路故障不同的是，網側輸入電流在正半周發生畸變，電流幅值減小，而在負半周保持正常；S趨于穩定后的值正好與T1開路故障情況下的值相反(約為-0.8)。由表2 可知，T2(或T3)發生開路故障。

圖9 T2開路故障診斷Fig.9 Open-circuit fault diagnosis of T2

圖10和圖11所示分別為D1開路故障以及D2開路故障時整流器的診斷過程?？梢钥闯觯趖A時刻以后，網側輸入電流由于反并聯二極管開路故障在正半周(或負半周)發生明顯畸變。相比于IGBT開路故障，反并聯二極管開路故障使得網側輸入電流在正半周(或負半周)缺失更加嚴重，直流側電壓下降幅度更高。相應地，網側輸入電流的半波差異更加明顯，DRMS也相對更高。

圖10 D1開路故障診斷Fig.10 Open-circuit fault diagnosis of D1

圖11 D2開路故障診斷Fig.11 Open-circuit fault diagnosis of D2

3.2 故障診斷方法在負載波動時的魯棒性驗證

當直流側負載發生變化且T1發生開路故障時，整流器的診斷過程如圖12 所示。在tA時刻，負載變化引起了直流側電壓小幅上升，對網側輸入電流影響甚微。從S來看，其值在正常工況下穩定在±0.2以內，即正常工況下負載變化不會引起任何誤診斷。在負載變化后的暫態過程中，即直流側電壓還沒有達到穩定之前，設置T1開路故障。可以看出，由于故障，在tB時刻以后，網側輸入電流負半周發生畸變，而正半周保持正常；直流側電壓開始下降。S逐漸上升并在tB時刻以后穩定在0.8左右，可以診斷為T1(或T4)開路故障。

圖12 負載波動時的T1開路故障診斷Fig.12 Open-circuit fault diagnosis of T1 when load changes

當直流側負載發生變化且D1發生開路故障時，整流器的診斷過程如圖13 所示。類似地，正常情況下的負載變化并不會引起誤診斷。當反并聯二極管開路故障發生在負載變化后不久時，本文提出的診斷方法仍然能夠準確做出響應。

圖13 負載波動時的D1開路故障診斷Fig.13 Open-circuit fault diagnosis of D1 when load changes

3.3 故障診斷方法在網側電壓波動時的魯棒性驗證

圖14 所示為整流器網側電壓波動時T1開路故障的診斷過程。在實驗中，通過調節電壓幅值，使網側電壓逐步減小。在網側電壓減小的過程中，網側輸入電流的幅值也隨之緩慢減小。盡管如此，診斷信號并沒有出現誤診斷的現象，S仍然穩定在±0.2以內。在tA時刻，T1發生開路故障。網側輸入電流負半周發生畸變，而正半周保持正常。之后，S逐步上升并最終穩定在0.8 左右，診斷結果為T1(或T4)開路故障。圖15 所示為整流器網側電壓波動時D1開路故障的診斷過程。同樣地，故障發生前，網側電壓波動沒有引起誤診斷。當D1在tA時刻發生開路故障后，網側輸入電流正半周發生畸變，在負半周保持正常，S發生變化并穩定在-1.1左右，診斷結果為D1(或D4)開路故障。

圖14 網側電壓波動時的T1開路故障診斷Fig.14 Open-circuit fault diagnosis of T1 when input voltage changes

圖15 網側電壓波動時的D1開路故障診斷Fig.15 Open-circuit fault diagnosis of D1 when input voltage changes

3.4 故障診斷方法在載波頻率變化時的魯棒性驗證

當整流器載波頻率降低時，網側輸入電流存在較大紋波，諧波含量相對更高。圖16 所示為整流器載波頻率為500 Hz時T1開路故障的診斷過程?？梢钥闯?，網側輸入電流的波形質量明顯下降。尤其在開路故障后的負半周，網側輸入電流畸變更加嚴重。即使如此，S在故障前一直保持在±0.2以內；直到開路故障發生后，S才上升并穩定在0.8 左右，診斷結果指示為T1(或T4)開路故障。圖17 所示為整流器載波頻率為2 kHz 時D1開路故障的診斷過程。載波頻率上升沒有對D1開路故障診斷產生影響，S最終穩定在-1.2左右，診斷結果指示為D1(或D4)開路故障。

圖16 載波頻率為500 Hz時的T1開路故障診斷Fig.16 Open-circuit fault diagnosis of T1 when carrier frequency is 500 Hz

圖17 載波頻率為2 kHz時的D1開路故障診斷Fig.17 Open-circuit fault diagnosis of D1 when carrier frequency is 2 kHz

4 結論

1) 針對單相四象限整流器開路故障，提出了一種基于輸入電流半波差異的開路故障診斷方法；與現有方法相比，該方法僅采用一個電流傳感器作為診斷變量輸入，通過分析輸出電流相鄰兩個半波的形變差異來實現上下橋臂的開路故障定位，利用網側輸入電流幅值降低程度實現IGBT開路故障與反并聯二極管開路故障的診斷。

2) 該方法能夠有效診斷單相四象限整流器開路故障，具有較好的魯棒性，診斷結果不受負載、網側電壓以及載波變化的影響。