電力電子牽引變壓器多模塊載波移相同步控制策略研究

趙 帥，劉建強，陳少勇，艾 宇，史蕓銘

(北京交通大學 電氣工程學院, 北京 100044)

相比于傳統的工頻牽引變壓器，電力電子牽引變壓器(Power Electronic Traction Transformer,PETT)具有體積小、質量輕等優點，并且能夠顯著提升系統的功率密度，改善電能質量，是下一代高速列車的核心部件[1-2]。在實際應用中，PETT通常采用模塊化結構，其數字控制系統結構分為兩種：集中式控制結構與分布式控制結構[3]。集中式控制結構采用主控制器完成所有單元的采樣、計算與PWM脈沖產生[4]。集中式控制結構簡單，但隨著單元數量的增加，主控制器的負擔加重，同時集中控制系統與各單元模塊間大量的信號線與脈沖線連接會造成系統連接線多、可靠性差。分布式控制系統由主控制器和各個單元的分控制器組成，主控制器完成系統的計算與保護，分控制器完成各單元的采樣、保護與脈沖產生[5-6]。分布式控制系統能夠有效地減少主控制器的負擔，同時減少主控制器的信號線數量，使系統易于模塊化。考慮PETT的模塊數量冗余性及系統的可擴展性，實際中PETT大多采用分布式數字控制系統結構。

輸入側采用級聯H橋(Cascaded H-Bridge,CHB)變換器、輸出側采用并聯雙有源橋式(Dual Active Bridge,DAB)變換器的電路拓撲是目前常用的PETT主電路拓撲。對于級聯H橋變換器，采用載波移相技術能夠提高變換器的等效開關頻率，降低網側電流諧波含量[7]，對于DAB變換器，采用載波移相技術能夠提高系統輸出電容電流等效開關頻率，減小系統輸出電壓紋波，進而減小輸出電容濾波器的體積，因此PETT通常均采用載波移相技術。在集中式數字控制系統中，所有單元的PWM脈沖全部由主控制器產生，所以只需將各單元載波的初始相位錯開一定角度，即可實現載波移相[8]。在分布式數字控制系統中，各單元的PWM脈沖由各單元的分控制器產生，由于各分控制器的晶振時鐘存在差異，在將各單元載波的初始相位錯開一定角度的基礎上，需要每隔一段時間對各單元的載波進行同步[9]。分布式控制系統中的載波同步方式主要有兩種：①主控制器通過定時計數器產生同步脈沖，再將同步脈沖通過光纖發送到各分控單元，分控制器通過檢測同步脈沖的邊沿信號對各單元的載波計數值進行同步[10]，這種同步方式幾乎不依賴軟件，但同步脈沖的傳輸需要額外增加光纖，并且這種方式增加了額外的中斷，可能造成控制系統的時序混亂，影響系統的控制性能[5]。②由主控向分控發送同步信號，同步信號的傳輸與其他控制命令采用同一光纖[11-12]，該方式無需增加額外的時鐘和中斷，且無需增加額外的光纖，在對分布式控制系統進行載波同步時得到普遍應用。然而，采用發送同步信號的方式對各單元載波進行同步時，由于分布式數字控制系統中普遍存在的通信時延問題[13]，會導致同步信號傳輸存在一定誤差，進而引起載波同步時載波計數器的跳變。對于級聯H橋變換器，采用脈沖寬度調制方式，并且所有開關器件全部為硬開關，變換器的開關(載波)頻率不高，載波計數器的跳變導致的PWM脈沖占空比的變化不會對CHB的運行造成影響，而對于DAB變換器，采用移相調制方式，原副邊脈沖的占空比固定為50%[14]，變換器的開關(載波)頻率較高，載波計數器的跳變導致的PWM脈沖占空比與DAB移相值的變化將導致DAB電感電流突變與變壓器偏磁，進而對PETT的安全運行造成危害。

為了保證電力電子牽引變壓器中DAB變換器載波移相正常，能夠準確、可靠地對載波進行同步，本文對載波同步時PWM脈沖異常的產生機理進行了分析，并提出了一種實時觸發SCL時鐘的載波移相同步控制策略，能夠可靠地消除分布式控制系統中同步信號的通信延時誤差，保證同步時DAB變換器的PWM脈沖與電感電流正常。在所提載波移相同步控制策略的基礎上，本文又給出了同步頻率的設定原則，以進一步消除同步偏差。最后，搭建了五單元PETT的仿真模型與試驗樣機，仿真和試驗結果驗證了所提電力電子牽引變壓器多模塊載波移相同步控制策略的正確性與有效性。

1 PETT多模塊載波移相異常脈沖產生機理

1.1 PETT的控制系統結構

采用級聯H橋與雙有源橋的PETT主電路拓撲見圖1，輸入側采用級聯H橋變換器，輸出側采用并聯DAB變換器，N為PETT的模塊數，Ug為交流輸入電壓，Ig為交流輸入電流。

圖1 采用級聯H橋與雙有源橋的PETT拓撲

為了提高PETT的模塊化程度、可擴展性與控制性能，PETT數字控制系統通常采用圖2所示的星形連接的分布式數字控制結構，包含主控制器與每個單元模塊的分控制器。PETT的主控制器包含兩個DSP控制器與一個FPGA控制器，其中DSP1負責系統級的電壓與電流采樣，上位機通信，系統故障診斷與保護。DSP2負責控制CHB的交流輸入電流與中間直流側電壓，DAB的輸出電壓，產生CHB所需的調制波與DAB所需的移相值。每個分控制器都包含一個DSP控制器與一個FPGA控制器，分控DSP負責各自單元的電壓與電流采樣及保護，分控FPGA負責各自單元的PWM脈沖產生。主控FPGA與分控FPGA通過光纖進行數據通信。

圖2 PETT的分布式數字控制系統結構

1.2 輸出并聯雙有源橋的載波移相原理

DAB變換器由原邊全橋變換器、中頻變壓器及副邊全橋變換器組成，其拓撲結構見圖3，變換器的開關頻率為f，變壓器的變比為n:1，Udc為直流輸入電壓，Uo為直流輸出電壓，Up為DAB輸入橋臂中點電壓，Us為DAB輸出橋臂中點電壓，UL為DAB電感兩端電壓，IL為DAB電感電流，Is為副邊全橋變換器輸出電流，IC為輸出電容電流。

圖3 雙有源橋變換器拓撲結構

DAB的移相控制原理見圖4，Ths為半個開關周期，D(0

圖4 DAB變換器移相控制原理

(1)

在式(1)中，設t0=0，則各個時刻可表示為

(2)

多個DAB模塊的載波移相原理見圖5。將各單元DAB載波錯開π/N，假設N=5，單元1～5的電容電流(Ic1～Ic5)錯開π/5，則最終流過每個單元的電容電流都減小為IC，可將輸出電容電流的等效開關頻率提高5倍，輸出電容電流紋波大大減小，進而減小了輸出電容的電壓紋波，降低了輸出電容濾波器的體積和成本。

圖5 DAB載波移相原理

1.3 載波移相異常脈沖產生機理

在分布式控制系統中，載波通過對分控制器的時鐘進行計數得到，不同的初始相位角可以轉化為不同的載波初始計數值與初始計數方向，見圖6，其中M為載波計數器的最大值，假設PETT的模塊數N=5，單元1～5的載波(Utri1～Utri5)相位分別相差π/5。

圖6 載波生成原理

在分布式控制系統中，由于各分控制器的晶振時鐘存在偏差，需要主控制器每隔一段時間向分控發送同步信號，將各單元DAB的載波計數值同步到初始計數值。主控向分控發送的同步信號傳輸流程見圖7，主控制器通過定時器中斷產生同步信號，通過IIC通信將同步信號發送到各分控，各分控單元根據同步信號值決定是否同步。

圖7 分布式控制系統同步信號傳輸流程

主控向分控發送數據所需的SCL時鐘是對主控FPGA的時鐘進行分頻產生的，主控FPGA的時鐘晶振為20 MHz，由圖8所示，通過分頻計數器f-div對主控FPGA進行20分頻，SCL時鐘的頻率為1 MHz。在圖8中，主控向分控發送的同步信號包含五位數據，其中首位和末位為固定值0，其余三位數據在0～7之間變化，分控根據具體數值判斷是否進行載波同步。

圖8 主控FPGA發送同步信號原理

載波與調制比較值進行比較產生DAB的PWM脈沖，在分控中DAB的PWM脈沖產生方式見圖9，M/2為原邊調制比較值，CMPA與CMPB為副邊調制比較值，通過載波與M/2比較產生原邊脈沖，與CMPA、CMPB比較產生副邊移相脈沖，CMPA與CMPB的表達式為

圖9 DAB電感電流突變

CMPA=M/2+D×M

(3)

CMPB=M/2-D×M

(4)

根據IIC的通信原理可知，只有當SCL為高電平時，SDA由高電平變為低電平時，才允許發送數據，但由于系統運行后，主控FPGA中SCL時鐘是一直存在的，在主控FPGA發送同步信號時，無法確定SCL時鐘的當前狀態，因此需要等到分頻計數器f-div變為0時，才開始準備發送數據，則同步信號每次發送時的最大延時誤差ε為

(5)

假設某個模塊同步信號的時間偏差為Δt，如圖9所示，當前周期與前一周期的給定移相值為D，當同步信號來臨時，將載波計數器的值由A點同步到B點，當前周期的移相值D1變為

(6)

由式(6)可知，當同步信號存在偏差時會使當前周期的移相值增大，并且DAB開關頻率越高移相值的變化越大。由式(1)可得DAB電感電流峰值相對于前一周期的增量ΔiL為

(7)

由式(7)可知，同步時DAB電感兩端電壓很高，并且高頻DAB的電感很小，因此同步信號很小的偏差就會導致DAB電感電流發生突變。由圖9可知，在載波同步時副邊脈沖的占空比Ds變為

(8)

對載波同步周期變壓器勵磁電感電壓ULm進行積分可得

〈ULm〉=nUoThs-nUo(Ths+Δt)=-nUoΔt

(9)

其中〈〉代表積分，由式(9)可知，當同步信號偏差較大時，可能會造成變壓器的偏磁。因此，研究準確可靠地載波移相同步控制策略，確保DAB可靠地進行載波同步，對PETT的正常運行十分重要。

2 PETT多模塊載波移相同步控制策略

2.1 實時觸發SCL時鐘的載波移相同步控制策略

由于同步信號在0～7變化，如果只有當同步信號的值為0或4時各分控才進行載波同步，那么載波同步時的通信延時誤差Δt最大可達4 μs，如果DAB的開關頻率為16 kHz，當前的移相值D為0.2，則由圖4和式(2)可得載波同步前t4-t5對應的時間Δt4-5為

(10)

(11)

由于t4-t5處于電感電流快速增加段，由式(7)可知電感電流峰值會增加到原來的兩倍多，并且由式(10)可知，DAB開關頻率越高，同步信號偏差對DAB電感電流影響越大。

圖10 PETT多模塊載波移相同步控制框圖

在實時觸發SCL的控制策略中，SCL時鐘只存在于同步信號及控制變量發送時，而在其他時間SCL保持低電平，進而消除同步信號在發送時刻的通信時延，SCL時鐘具體控制策略見圖11，將SCL時鐘初始化為低電平，分頻計數器f-div清零，當需要發送同步信號及控制變量時，分頻計數器開始計數，產生SCL時鐘，當數據發送完成后，將分頻計數器清零，SCL時鐘置為低電平。

圖11 SCL時鐘控制流程

在此控制策略下，同步信號及控制變量通信發送方案見圖12，在每個控制周期發送一次同步信號及控制變量，且兩者相互獨立，在發送同步信號的初始時刻，SCL時鐘固定為低電平，分頻計數器開始計數，產生SCL時鐘，消除了同步信號在通信傳輸過程中的延時誤差，保證了相鄰兩個同步信號的時間間隔相等，進而避免了DAB在載波同步時載波計數器的實際值與同步點偏差較大，保證DAB載波可靠同步。

圖12 同步信號通信發送方案

2.2 同步頻率的設定原則

各單元模塊DAB進行載波同步時，在消除同步信號的通信時延后，還需要考慮同步頻率如何設定。當載波同步的時間間隔過長時，由于各單元晶振時鐘存在偏差，會造成DAB載波同步時載波計數器的實際值與同步點偏差較大，進而導致同步時DAB的PWM脈沖移相值與占空比發生變化，DAB電感電流突變。因此理論上同步頻率越高越好。然而，當同步頻率過高時，對數字控制系統提出了更高的要求，可能會導致控制系統時鐘與數據傳輸紊亂。因此，本文給出了如下的同步頻率設定原則：

(1)保證開關頻率為同步頻率的整數倍，進而保證同步時所有同步點位置一致。

(2)保證控制頻率為同步頻率的整數倍，進而保證同步信號傳輸無需影響系統控制結構，且無需增加時鐘，保證了控制系統可靠性。

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在本文中，開關頻率為16 kHz，控制頻率為2 kHz，因此只需選擇載波同步頻率為2 kHz，即每8個開關周期對DAB的載波進行同步，由于在8個開關周期內，分控FPGA晶振的誤差很小，且由于消除了同步信號的通信時延，因此在對DAB進行載波同步時載波計數器的實際值與同步點相差很小，PWM脈沖的移相值與占空比基本不變，并且由于同步頻率與控制頻率一致，無需增加額外同步時鐘，不會影響系統的控制結構，保證了數字控制系統的可靠性與穩定性。

3 仿真與試驗驗證

3.1 仿真

為了驗證所提電力電子牽引變壓器多模塊載波移相同步控制策略和同步頻率設定原則的有效性與正確性，搭建了五單元PETT的仿真模型，仿真參數見表1。

表1 五單元PETT仿真與試驗參數

假設單元3的晶振時鐘存在偏差，并且單元3的同步信號存在通信延時誤差，未使用載波移相同步控制策略時五單元PETT在負載功率為25 kW時的仿真波形見圖13，從圖13(a)可以看出載波同步時載波計數器的計數值TBCTR出現跳變，從圖13(b)可以看出，載波同步時原副邊PWM脈沖的占空比發生改變，DAB的移相值發生改變。從圖13(c)可以看出，載波同步時單元3的電感電流發生突變。

圖13 未使用載波移相同步控制策略仿真波形

使用載波移相同步控制策略及同步頻率設定原則的仿真波形見圖14，從圖14(a)可以看出，載波同步時單元3的載波計數器沒有出現跳變，從圖14(b)可以看出，載波同步時原副邊PWM脈沖的占空比與移相值沒有改變，從圖14(c)可以看出，載波同步時單元3的電感電流保持正常。

圖14 載波移相同步控制策略仿真波形

3.2 試驗

為了驗證所提載波移相同步控制策略的正確性與有效性，搭建了五單元PETT試驗樣機，試驗參數與仿真參數一致。

沒有使用載波移相同步控制策略時功率8 kW的電感電流波形見圖15，從圖15(a)可以看出，與其他單元相比，單元3的DAB電感電流出現明顯畸變增大與偏置，電感電流的細節波形如圖15(b)所示，由圖15(b)可知，當同步信號來臨時，由于同步信號在傳輸過程中存在通信時延，導致在同步時載波計數器的實際值與同步點相差較大，進而導致了在同步時DAB脈沖的占空比與移相值發生了改變，最終導致載波同步時DAB電感電流突變。

圖15 未使用載波移相同步控制策略電感電流波形

在應用所提出載波移相同步控制策略后，進行了空載及加載試驗。試驗過程中的電感電流波形見圖16。其中圖16(a)為輸出功率8、16、25 kW的DAB電感電流波形圖，由圖16(a)可以看出，在加載的過程中，各單元DAB的電感電流保持正常，沒有出現電感電流突變的情況，圖16(b)為25 kW下DAB電感電流的細節波形，由圖16(b)可以看出DAB能夠正常實現載波移相，結合圖16(a)和圖16(b)可以看出，在應用所提出的電力電子牽引變壓器多模塊載波移相同步控制策略后，消除了同步信號在通信傳輸過程中的隨機誤差，并且同步頻率的設定原則保證了在一個同步周期內同步偏差很小，進而使得并聯雙有源橋變換器載波同步正常，同步時DAB的PWM脈沖移相值與占空比保持不變，DAB電感電流正常。

圖16 使用載波移相同步控制策略電感電流波形

圖17為單元5的中間直流側電壓Udc5與DAB的輸出電壓，從波形可以看出，中間直流側電壓與輸出電壓都穩定在550 V，系統能夠保持正常穩定運行。

圖17 單元5中間直流側電壓與DAB輸出電壓

4 結論

本文研究了基于雙有源橋式變換器的電力電子牽引變壓器，對輸出并聯雙有源橋式變換器的載波移相同步控制策略進行了深入研究。研究結果如下：

(1)分析了分布式控制系統載波同步方式的工作原理，研究確定了分布式控制系統中通信時延誤差對雙有源橋式變換器PWM脈沖及電感電流的影響規律。

(2)提出了一種電力電子牽引變壓器多模塊載波移相同步控制策略，通過實時觸發SCL時鐘消除同步信號在傳輸過程中的通信延時誤差，保證PETT各模塊載波同步正常。

(3)提出了載波移相同步控制策略的同步頻率設定原則，通過縮短同步時間來減小各分控同步偏差，進一步保證了PETT多模塊載波同步的可靠性。

仿真和試驗結果表明，所提出的PETT多模塊載波移相同步控制策略能夠保證PETT各模塊載波同步正常，避免DAB的PWM脈沖及電感電流異常，實現輸出并聯雙有源橋變換器的載波移相控制。