二級(jí)EMI濾波器磁場(chǎng)近場(chǎng)耦合效應(yīng)研究

楊湘木 王 會(huì)

（珠海格力電器股份有限公司 珠海 519070）

引言

電源EMI（Electromagnetic Interference，電磁干擾）濾波器是抑制傳導(dǎo)電磁干擾常用手段之一。然而，實(shí)測(cè)電源EMI濾波器，性能與理論預(yù)期相差甚遠(yuǎn)，造成這種情況的主要原因有：濾波器件的寄生參數(shù)，如電容器的引線(xiàn)電感或者電感器的繞組自電容等；印制電路板（PCB）形式的EMI濾波器，板子走線(xiàn)本身的高頻寄生效應(yīng)[1]； 最后，濾波器布局緊密，器件之間不可避免的存在著較大的近場(chǎng)耦合效應(yīng)的影響，電磁耦合現(xiàn)象也將影響濾波器的高頻性能。綜上，為了更準(zhǔn)確的評(píng)估和預(yù)測(cè)電源EMI濾波器在150 kHz～30 MHz頻率范圍內(nèi)抑制傳導(dǎo)電磁噪聲的能力，有必要將以上影響因素考慮進(jìn)設(shè)計(jì)之中[2]。

目前，對(duì)于濾波器的研究主要集中在對(duì)關(guān)鍵器件的高頻寄生效應(yīng)研究上，通過(guò)提高器件的高頻性能來(lái)改善電源EMI濾波器的插入損耗[3]。面向器件之間耦合效應(yīng)影響的研究相對(duì)較少，且大都是基于電路理論，耦合系數(shù)的選取具有經(jīng)驗(yàn)性、主觀性，無(wú)法全面表征材料磁導(dǎo)率、磁飽和特性、線(xiàn)圈形狀尺寸、線(xiàn)圈位置和距離等因素的綜合影響[4]。

本文以二級(jí)EMI濾波電路為例，系統(tǒng)研究了器件間近場(chǎng)耦合效應(yīng)的機(jī)理，建立了器件之間耦合的高頻模型，并通過(guò)分析器件之間近場(chǎng)耦合量的分布，將器件之間的耦合關(guān)系和相互影響通過(guò)添加互感系數(shù)的方式與整個(gè)濾波電路相結(jié)合，建立了考慮器件間近場(chǎng)耦合效應(yīng)的仿真電路模型，避開(kāi)了人工解耦的繁雜。最后，通過(guò)將濾波器插入損耗的仿真計(jì)算結(jié)果與測(cè)試結(jié)果相對(duì)比，表明近場(chǎng)耦合效應(yīng)對(duì)濾波器性能影響顯著，同時(shí)驗(yàn)證了本文近場(chǎng)耦合建模方法的正確性和可行性。

1 電源EMI濾波器近場(chǎng)耦合的基本原理

1.1 激勵(lì)電流下近場(chǎng)耦合分析

近場(chǎng)耦合效應(yīng)可以在相鄰元器件上產(chǎn)生感應(yīng)電壓，此感應(yīng)電壓產(chǎn)生的感應(yīng)電流可以通過(guò)傳導(dǎo)的方式直接耦合到臨近器件，而且，這部分噪聲電流的頻率范圍通常在150 KHz～30 MHz內(nèi)，因此，傳導(dǎo)干擾預(yù)測(cè)模型需要將近場(chǎng)耦合的影響考慮進(jìn)去。

近場(chǎng)耦合包括磁場(chǎng)耦合和電場(chǎng)耦合。研究表明，對(duì)于濾波器件間的近場(chǎng)耦合作用，磁場(chǎng)耦合比電場(chǎng)耦合的影響更為嚴(yán)重[5]；并且，在實(shí)際使用中，用來(lái)描述電場(chǎng)耦合作用的等效電容比濾波電感器件自身的寄生電容要小很多[6]，所以，電場(chǎng)耦合效應(yīng)對(duì)濾波性能的影響可以忽略，對(duì)于EMI濾波器的近場(chǎng)耦合分析以磁場(chǎng)耦合為主。磁場(chǎng)耦合指的是磁性元件產(chǎn)生的磁場(chǎng)可以在周?chē)]合導(dǎo)體上產(chǎn)生感應(yīng)電壓，此感應(yīng)電壓產(chǎn)生的感應(yīng)電流可以通過(guò)傳導(dǎo)的方式直接耦合到臨近器件。

本文研究的單相電源EMI濾波器的結(jié)構(gòu)和電路形式如圖1所示，該濾波器為二級(jí)濾波，其中，主要濾波元器件有共模扼流圈、跨接于零火線(xiàn)間的X電容和零火線(xiàn)與地之間的Y電容。

圖1 二級(jí)電源EMI濾波器

當(dāng)共模電流流經(jīng)扼流圈時(shí)，由于扼流圈的共模分量較大，共模分量的磁通在磁芯中形成回路，且Y電容的容值一般較小，因而扼流圈與Y電容之間的近場(chǎng)耦合效應(yīng)可以忽略不計(jì)[7]，僅需考慮兩個(gè)扼流圈之間的近場(chǎng)耦合效應(yīng)；當(dāng)差模電流流經(jīng)扼流圈時(shí)，磁路無(wú)法通過(guò)環(huán)形磁芯閉合，部分磁通通過(guò)周邊的空氣形成回路，即產(chǎn)生了漏磁通，且X電容的容值一般較大，因而此時(shí)除了扼流圈之間存在耦合作用外，扼流圈與X電容之間的近場(chǎng)耦合效應(yīng)也將會(huì)影響電源EMI濾波器的性能，在實(shí)際應(yīng)用中必須予以考慮。

器件之間存在的耦合特性在電路模型上可以用元件間的互感參數(shù)M來(lái)表示。綜上，該二級(jí)濾波器考慮近場(chǎng)耦合的電路模型如圖2所示。X電容與不相鄰扼流圈之間距離較遠(yuǎn)，且有其他器件相隔，二者之間的耦合作用非常弱，為方便分析，在此忽略。

圖2 二階濾波器近場(chǎng)耦合示意圖

1.2 近場(chǎng)耦合電路解耦

互感M存在于兩個(gè)元件之間，要分別對(duì)它們進(jìn)行直接測(cè)量是不可能的。倘若對(duì)包含兩個(gè)元件的網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行測(cè)量，然后從測(cè)量的網(wǎng)絡(luò)參數(shù)數(shù)據(jù)中推導(dǎo)互感則是可行的[9]。如圖3將X電容與電感解耦模型等效為一個(gè)T型網(wǎng)絡(luò)，首先測(cè)量端口1和端口2的S參數(shù)，根據(jù)阻抗參數(shù)（Z參數(shù)）和散射參數(shù)（S參數(shù)）的變換關(guān)系，由測(cè)量的S參數(shù)計(jì)算出電容器支路的阻抗Z3，最終確定M。進(jìn)一步的，根據(jù)表達(dá)式（5）求出互感系數(shù)K：

圖3 基于S參數(shù)解耦示意

其中，為參考阻抗值，一般為50 Ω。

2 電源EMI濾波器的電磁計(jì)算模型

2.1 近場(chǎng)磁耦合系數(shù)提取

2.1.1 共模扼流圈三維模型的建立

電源EMI濾波器中主要的磁場(chǎng)源是共模扼流圈，首先需要建立扼流圈的三維模型。在以往的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)中，可以通過(guò)直接建模，優(yōu)點(diǎn)是模型能夠最大程度的反應(yīng)扼流圈螺旋繞多匝漆包線(xiàn)的特征信息，計(jì)算精度高，缺點(diǎn)是受限于扼流圈本身的結(jié)構(gòu)特征，直接建模過(guò)于復(fù)雜，耗時(shí)耗力，且由于扼流圈繞組至少幾十匝，導(dǎo)線(xiàn)相對(duì)較細(xì)，導(dǎo)致有限元網(wǎng)格數(shù)量太多，一般不適用于長(zhǎng)期的工程應(yīng)用；另外，對(duì)扼流圈還可以簡(jiǎn)化建模，主要手段是將多匝線(xiàn)圈合并為完整的幾何結(jié)構(gòu)處理，見(jiàn)圖4。“線(xiàn)包”的處理方式雖然能夠節(jié)省建模的難度，并可大大降低電磁仿真計(jì)算的要求，但簡(jiǎn)化的“線(xiàn)包”模型卻往往不能正確的反應(yīng)扼流圈的漏磁通影響，由此帶來(lái)的誤差很大。

圖4 扼流圈模型的簡(jiǎn)化處理

本文中，扼流圈模型的建立采用PEmag軟件包，從軟件自帶的模型庫(kù)中取出需要的磁芯形狀及繞組形式等信息來(lái)完成二維建模，如圖5所示，陰影部分代表磁芯，綠色部分代表隔離層。本文研究的扼流圈的具體參數(shù)見(jiàn)表1，最后根據(jù)磁芯的磁化曲線(xiàn)（如圖6）對(duì)磁芯材料進(jìn)行編輯。

圖5 扼流圈二維模型

圖6 磁芯磁化曲線(xiàn)

表1 扼流圈參數(shù)信息表

自動(dòng)生成的扼流圈三維模型如圖7所示。可以看出，Pemag已將扼流圈兩個(gè)繞組的螺旋線(xiàn)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化為相同圈數(shù)的單匝閉合線(xiàn)圈，兩組繞組在磁芯上形成的包圍角度一致。這種處理方式就能夠真實(shí)反映扼流圈漏磁通的情況，保證了仿真的精度，同時(shí)使擁有復(fù)雜幾何結(jié)構(gòu)的扼流圈模型建立得以簡(jiǎn)化。

圖7 扼流圈三維模型

2.1.2 扼流圈之間的互感計(jì)算

在Maxwell 3D中建立兩個(gè)扼流圈之間的近場(chǎng)耦合模型見(jiàn)圖8所示，將兩個(gè)扼流圈分別命名為group1、group2，通過(guò)調(diào)節(jié)激勵(lì)方向，分別完成二者之間差模、共模兩種形式的近場(chǎng)耦合量的計(jì)算。

圖8 兩個(gè)扼流圈互感仿真模型

計(jì)算結(jié)果如圖9所示。可以看出，差模電流激勵(lì)下，兩個(gè)器件之間的互感量M=-2401.15 nH；共模電流激勵(lì)下，兩個(gè)器件之間的互感量為M=-29.76 nH。計(jì)算結(jié)果中的正、負(fù)號(hào)分別代表正耦合和負(fù)耦合的情況。

圖9 Maxwell中兩個(gè)扼流圈互感計(jì)算結(jié)果

可以看出，共模激勵(lì)下扼流圈之間的互感量相對(duì)于其自身的磁場(chǎng)特性來(lái)說(shuō)很小，因此不會(huì)對(duì)實(shí)際濾波性能產(chǎn)生影響，為方便計(jì)算，共模激勵(lì)下扼流圈之間的磁場(chǎng)耦合效應(yīng)無(wú)需考慮。綜上，在建立電源EMI濾波器性能預(yù)測(cè)模型時(shí)，只需要考慮差模模式下磁場(chǎng)耦合效應(yīng)的影響。本文接下來(lái)基于差模濾波特性做進(jìn)一步分析驗(yàn)證。

2.1.3 扼流圈與X電容之間的互感計(jì)算

當(dāng)電容器的擺放位置與扼流圈位置較近，電容器的寄生電感就會(huì)不可避免的耦合到扼流圈磁芯產(chǎn)生的漏磁場(chǎng)，從而影響其濾波性能。圖10所示是X電容的結(jié)構(gòu)特征，實(shí)際能匝鏈外部磁場(chǎng)的面積僅僅是極板底部與引腳之間構(gòu)成的環(huán)路，用陰影表示。這是因?yàn)椋琗電容內(nèi)部為圈繞結(jié)構(gòu)，鋁箔或銀箔分層交替連接電容兩級(jí)，當(dāng)漏磁方向與電容內(nèi)部電場(chǎng)方向共面時(shí)，該圈繞結(jié)構(gòu)并不在兩極產(chǎn)生電壓；當(dāng)漏磁方向與電容內(nèi)部電場(chǎng)方向垂直時(shí)，每層金屬箔內(nèi)部產(chǎn)生環(huán)流，也不在兩極感應(yīng)電壓。因此對(duì)該部分模型建立時(shí)用等尺寸的金屬塊簡(jiǎn)化代替。

圖10 X電容幾何結(jié)構(gòu)

按照電容器結(jié)構(gòu)特性建立如圖11所示的簡(jiǎn)化電磁模型，扼流圈與電容器之間相距14 mm。扼流圈繞組和電容器中加入相同的差模電流激勵(lì)，并分別命名為group1和current1。完成扼流圈與X電容之間差模激勵(lì)下磁場(chǎng)近場(chǎng)耦合計(jì)算，如圖12所示，兩個(gè)器件之間的互感量為M=25.8 nH。

圖11 扼流圈與X電容互感仿真模型

圖12 扼流圈與X電容互感計(jì)算結(jié)果

2.2 濾波元件電路模型參數(shù)提取

對(duì)于濾波元器件的高頻模型，可以基于實(shí)驗(yàn)測(cè)量的方法，根據(jù)阻抗分析儀的測(cè)試結(jié)果，結(jié)合相應(yīng)等效電路模型進(jìn)行參數(shù)擬合來(lái)建立。

電容器的等效電路模型可簡(jiǎn)化為RLC串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，如圖13所示：ESL為電容器等效串聯(lián)電感，它包括電容器的繞線(xiàn)電感、內(nèi)部引線(xiàn)電感和導(dǎo)線(xiàn)電感；ESR為等效串聯(lián)電阻。最終，得到電容的等效電路參數(shù)見(jiàn)表2。

圖13 X/Y電容等效電路模型

表2 電容模型參數(shù)

共模扼流圈的等效差模模型需要考慮線(xiàn)圈的差模電感、繞組交流電阻、電感磁滯和渦流損耗、兩個(gè)繞組間的寄生電容以及匝間電容，分別以Ld、Rac、Rd、C2、Cd表示。本文研究的電源濾波器工作電流在20～25 A，選用較粗的線(xiàn)徑（1.6 mm）繞制扼流圈，表面積較大，且出于散熱考慮，導(dǎo)線(xiàn)間距在0.5 mm以上，因此繞組銅線(xiàn)由于趨膚效應(yīng)和臨近效應(yīng)導(dǎo)致的交流電阻Rac很小，與感抗相比可忽略不計(jì)，最終建立其差模等效電路模型如圖14所示，等效電路參數(shù)見(jiàn)表3。

圖14 共模扼流圈差模等效電路模型

表3 共模扼流圈模型參數(shù)

因此，根據(jù)公式（5），扼流圈之間互感系數(shù)K=-0.266；扼流圈與相鄰X電容之間互感系數(shù)K=0.08。

2.3 PCB寄生參數(shù)提取

電源EMI濾波器的PCB的寄生參數(shù)在高頻時(shí)對(duì)濾波器性能有很大影響，本文通過(guò)Q3D Extractor對(duì)PCB寄生參數(shù)進(jìn)行數(shù)值分析。圖15為由參數(shù)提取結(jié)果導(dǎo)出的PCB的部分元（PEEC）等效模型，該模型用來(lái)反映PCB板布局布線(xiàn)等因素的影響。

圖15 PCB寄生參數(shù)的PEEC模型

3 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 器件間近場(chǎng)耦合量計(jì)算方法的驗(yàn)證

為驗(yàn)證器件間近場(chǎng)耦合效應(yīng)電磁計(jì)算模型的正確性，本文將濾波器中共模扼流圈和X電容的等效電路模型、元器間近場(chǎng)耦合系數(shù)以及PCB寄生參數(shù)模型，按照?qǐng)D16所示的電路結(jié)構(gòu)連接起來(lái)，元器件間的近場(chǎng)耦合作用已經(jīng)通過(guò)耦合系數(shù)K加載到電路之中，對(duì)其端口S參數(shù)進(jìn)行計(jì)算，源端和負(fù)載端阻抗均為50 ?。

圖16 差模仿真電路模型

利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試該結(jié)構(gòu)差模端口下的S參數(shù)，如圖17所示。將測(cè)試曲線(xiàn)與本文模型進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖18所示。其中，實(shí)線(xiàn)代表實(shí)際測(cè)量得到的曲線(xiàn)，點(diǎn)線(xiàn)代表未考慮元器件間近場(chǎng)耦合效應(yīng)的差模仿真曲線(xiàn)，長(zhǎng)虛線(xiàn)代表考慮近場(chǎng)耦合效應(yīng)的差模仿真曲線(xiàn)。通過(guò)與測(cè)試曲線(xiàn)對(duì)比，可以看出，考慮近場(chǎng)耦合效應(yīng)后的求解結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果接近，證明本文提出的器件間近場(chǎng)耦合量的計(jì)算方法正確可行；同時(shí)三條曲線(xiàn)對(duì)比后也能看出，考慮器件間近場(chǎng)耦合效應(yīng)在該結(jié)構(gòu)S參數(shù)分析中是非常有必要的。

圖17 扼流圈與X電容濾波結(jié)構(gòu)S參數(shù)測(cè)試

圖18 計(jì)算和實(shí)測(cè)結(jié)果

3.2 電源濾波器差模濾波性能驗(yàn)證

對(duì)于圖1中的典型二級(jí)EMI濾波器，為了預(yù)測(cè)差模插入濾波性能，按照上文分析方法將關(guān)鍵濾波器件等效電路模型、元器間近場(chǎng)耦合系數(shù)以及PCB寄生參數(shù)模型搭建完整的電源濾波器差模模型如圖19所示，并使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)濾波器測(cè)試其端口的差模傳輸特性，源端和負(fù)載端阻抗設(shè)置為50 ?，最終結(jié)果如圖20所示。實(shí)線(xiàn)是實(shí)測(cè)結(jié)果，長(zhǎng)虛線(xiàn)是考慮近場(chǎng)耦合效應(yīng)計(jì)算結(jié)果，點(diǎn)線(xiàn)是未考慮近場(chǎng)耦合效應(yīng)計(jì)算結(jié)果。對(duì)比可知，在整個(gè)傳導(dǎo)干擾測(cè)量范圍內(nèi)150 kHz～30 MHz，近場(chǎng)耦合效應(yīng)對(duì)濾波器差模衰減性能影響非常大，尤其是在1 MHz之前的低頻段，由于耦合引起了諧振效應(yīng)，由此可見(jiàn)分析近場(chǎng)耦合作用是預(yù)測(cè)濾波性能的關(guān)鍵工作。最后，應(yīng)用本文提出的方法考慮器件間近場(chǎng)耦合效應(yīng)后，仿真得到的電源EMI濾波器差模插入損耗與測(cè)量結(jié)果吻合良好，使得差模插入損耗預(yù)測(cè)精度提高了約20 dB。

圖19 EMI濾波器差模仿真電路

圖20 濾波器差模計(jì)算與實(shí)測(cè)結(jié)果

4 結(jié)論

本文深入研究了二級(jí)EMI濾波器，通過(guò)對(duì)磁性器件精確建模，分析其磁場(chǎng)近場(chǎng)耦合效應(yīng)機(jī)理；最終在提取PCB寄生參數(shù)及元器件高頻等效電路模型的基礎(chǔ)上，建立了考慮器件之間近場(chǎng)耦合效應(yīng)的電源EMI濾波器性能預(yù)測(cè)模型，通過(guò)將計(jì)算結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果比較，驗(yàn)證了該電路模型的正確性與有效性，從而為電源EMI濾波器對(duì)電子設(shè)備傳導(dǎo)干擾影響的深入研究奠定了基礎(chǔ)。