基于三相逆變器SPWM 控制和CHBPWM 控制的軸帶發(fā)電機(jī)穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)仿真研究

陳冬兵，張存喜，王 瑞，楊梓強(qiáng)

（1.浙江海洋大學(xué) 海洋裝備工程學(xué)院，舟山 316022；2.浙江海洋大學(xué) 船舶與海運(yùn)學(xué)院，舟山 316022）

船用軸帶發(fā)電機(jī)相對(duì)于傳統(tǒng)柴油發(fā)電機(jī)，具有燃油消耗量低，維修費(fèi)用少，占船艙空間小，噪聲低，使得船員的工作環(huán)境得到改善等優(yōu)點(diǎn)，因此，軸帶發(fā)電機(jī)在船舶上的應(yīng)用越來越廣泛。但是軸帶發(fā)電機(jī)也存在著一些問題，船舶航行過程中，不同工況下的主機(jī)轉(zhuǎn)速不同，這就使得發(fā)電機(jī)頻率和電壓的畸變很大，嚴(yán)重影響了漁船電網(wǎng)。此外，甲板機(jī)械、空調(diào)制冷設(shè)備等驅(qū)動(dòng)電動(dòng)機(jī)的起/停與變負(fù)載運(yùn)行，都將造成船舶電網(wǎng)的瞬間有功功率需求增大。傳統(tǒng)軸帶發(fā)電機(jī)系統(tǒng)雖然具有節(jié)省能源、降低成本的優(yōu)勢，但其在改善電能質(zhì)量、占用船艙體積、控制速度等方面有很多不足[1-3]。

本文在傳統(tǒng)軸帶發(fā)電機(jī)發(fā)展基礎(chǔ)上，針對(duì)目前單獨(dú)的穩(wěn)壓穩(wěn)頻設(shè)備在面對(duì)復(fù)雜海況下，漁船電網(wǎng)出現(xiàn)較長時(shí)間電源電力跌落或短期電源電力過高問題時(shí)，設(shè)備就無法穩(wěn)壓穩(wěn)頻的現(xiàn)象，設(shè)計(jì)了一套新的軸帶發(fā)電機(jī)系統(tǒng)，并對(duì)比研究了SPWM 技術(shù)和CHBPWM 技術(shù)這兩種逆變控制策略，在Matlab 中進(jìn)行建模仿真發(fā)現(xiàn)，在設(shè)置較小環(huán)寬下，電流滯環(huán)控制電路輸出的電壓更穩(wěn)定，抗干擾性更好，諧波含量更低。

1 穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)設(shè)計(jì)

1.1 傳統(tǒng)軸帶發(fā)電機(jī)系統(tǒng)

傳統(tǒng)的軸帶發(fā)電機(jī)一般使用可控硅軸帶發(fā)電機(jī)，在航行期間，螺旋漿轉(zhuǎn)速變化和船舶負(fù)載變化的情況下，仍能夠提供恒頻恒壓的電能給船舶電網(wǎng)[4]，其主要結(jié)構(gòu)原理如圖1 所示。

圖1 可控硅軸帶發(fā)電機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1 System structure of SCR shaft generator

漁船航行和工作時(shí)主柴油機(jī)轉(zhuǎn)速的變化和電網(wǎng)負(fù)載的變化會(huì)對(duì)軸帶發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速及軸帶發(fā)電機(jī)輸出的端電壓、頻率產(chǎn)生影響，為了達(dá)到穩(wěn)定電壓、頻率的目的，傳統(tǒng)軸帶發(fā)電機(jī)系統(tǒng)中，整流電路和同步補(bǔ)償器，勵(lì)磁電流整流裝置和可控硅逆變電路組成的環(huán)節(jié)構(gòu)成了軸帶發(fā)電機(jī)穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)的最基本控制環(huán)節(jié)。

傳統(tǒng)軸帶發(fā)電機(jī)系統(tǒng)中，由于采用了可控硅半控型器件，逆變電路中只有直流側(cè)電壓大于交流側(cè)時(shí)可控硅器件才能導(dǎo)通，造成輸出電壓中產(chǎn)生較多的諧波，這些諧波會(huì)降低漁船電網(wǎng)的功率因數(shù)。同時(shí)，傳統(tǒng)軸帶發(fā)電機(jī)系統(tǒng)使用了同步補(bǔ)償器提供電網(wǎng)的無功功率，不僅體積重量大，而且損耗和噪聲都比較大。

1.2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

對(duì)傳統(tǒng)軸帶發(fā)電機(jī)進(jìn)行分析后，設(shè)計(jì)的輕型穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)原理如圖2 所示。

圖2 系統(tǒng)原理圖Fig.2 System schematic diagram

首先整流環(huán)節(jié)采用了不可控整流電路，將傳統(tǒng)可控硅整流電路替換成不可控硅整流電路，使得整流觸發(fā)角為零，提高了軸帶發(fā)電機(jī)的功率因素?？紤]到航行中遇到復(fù)雜海況以及船舶負(fù)載變化引發(fā)轉(zhuǎn)速波動(dòng)，進(jìn)而造成電壓下降，需加入升壓電路。在升壓環(huán)節(jié)，系統(tǒng)充分利用Boost 電路升壓的特性，同時(shí)引入了閉環(huán)PID 控制系統(tǒng)優(yōu)化Boost 電路的功能，使得Boost 電路既具有升壓功能又兼有電壓穩(wěn)定功能。穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)中的逆變環(huán)節(jié)，結(jié)合漁船的經(jīng)濟(jì)性、船艙空間有限等特點(diǎn)，選取三相全橋逆變電路作為漁船電網(wǎng)逆變電路結(jié)構(gòu)主電路，控制電路則分別采用SPWM 和CHBPWM 兩種驅(qū)動(dòng)策略。圖3 所示為系統(tǒng)主電路。

圖3 軸帶發(fā)電機(jī)穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)主電路Fig.3 Main circuit of shaft generator voltage and frequency stabilization system

三相不可控整流部分，采用的是帶電容濾波的三相橋式電路，當(dāng)負(fù)載為空載時(shí)，電壓平均值Ud==1.41Ul，隨著負(fù)載加重，直流側(cè)電壓將逐漸減小，直至?xí)r，電流id進(jìn)入臨界連續(xù)整流情況，其輸出電壓平均值將減小至相電壓的2.34倍，即輸出直流側(cè)電壓：

在標(biāo)準(zhǔn)的三相電壓型逆變電路中，對(duì)負(fù)載相電壓展開成傅里葉級(jí)數(shù)得[5]：

式中：n=6k±1，k 為自然數(shù)。

基波幅值UUN1m和基波有效值UUN1分別為

2 逆變控制方案

2.1 SPWM 技術(shù)

與占空比不會(huì)發(fā)生改變的單位脈沖相比，SPWM 控制更加具有優(yōu)越性。利用雙極性SPWM 調(diào)制方式（如圖4），通過改變正弦波的幅值來達(dá)到改變占空比[5]。脈寬是隨著正弦波幅值變化而變化，正弦波的幅值越大，脈寬越大。SPWM 輸出經(jīng)過濾波后是正弦波。

圖4 雙極性PWM 控制方式波形Fig.4 Bipolar PWM control mode waveform

2.2 CHBPWM 控制技術(shù)

CHBPWM 控制技術(shù)是一種電流瞬時(shí)值比較控制技術(shù)，其基本原理是把補(bǔ)償電流的指令信號(hào)與電路真實(shí)的補(bǔ)償電流Ic進(jìn)行比較，將兩者的偏差ΔIc作為滯環(huán)比較器的輸入，通過滯環(huán)比較器產(chǎn)生脈沖信號(hào)，該脈沖信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路來控制主電路中開關(guān)的通斷，從而控制補(bǔ)償電流Ic的變化[6]。CHBPWM控制原理如圖5 所示。

圖5 原理圖Fig.5 Schematic diagram

CHBPWM 的控制精度與滯環(huán)比較器的環(huán)寬有關(guān)，同時(shí)還受功率開關(guān)器件允許的開關(guān)頻率制約。環(huán)寬h 設(shè)置較大時(shí)，可降低開關(guān)頻率，但是電流波形不但失真較多，而且諧波分量高；環(huán)寬太小，輸出電流波形雖然好，但是開關(guān)頻率卻增大了，增加了損耗。所以在實(shí)際應(yīng)用中，在充分考慮器件開關(guān)頻率的基礎(chǔ)上，擇優(yōu)選擇盡可能小的環(huán)寬[7]。

CHBPWM 控制與SPWM 相比具有以下特點(diǎn)：①滯環(huán)電流控制是基于電流暫態(tài)的控制，屬于實(shí)時(shí)控制，具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、魯棒性好的優(yōu)點(diǎn)；②滯環(huán)電流控制不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波分量，并且硬件電路簡單，屬于閉環(huán)控制。

3 仿真與結(jié)果分析

3.1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)與主電路仿真

為了使設(shè)計(jì)更具有現(xiàn)實(shí)性，本文選用舟山漁船碼頭通用STC2-24-4-H 型號(hào)漁船三相同步發(fā)電機(jī)作為發(fā)電裝置，其具體參數(shù)：額定功率（視在功率）P=22 kW，額定電壓（線電壓）U=400 V，額定電流I=43.2 A，額定頻率f=50 Hz，功率因數(shù)λ=0.8，轉(zhuǎn)速范圍n=1000～2200 r/min。

軸帶發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速工作范圍為1000～2200 r/min，當(dāng)發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組勵(lì)磁電流不變，即產(chǎn)生的勵(lì)磁磁通不變時(shí)，發(fā)電機(jī)端電壓與轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速成正比，當(dāng)轉(zhuǎn)速滿轉(zhuǎn)時(shí)，電源電壓有效值為額定電壓400 V，當(dāng)其轉(zhuǎn)速下降到1000 r/min 時(shí)，所發(fā)電壓有效值也同時(shí)下降到U=×400=182 V，所以軸帶發(fā)電機(jī)電源電壓U 的變化為182～400 V。

設(shè)計(jì)時(shí)變電壓源模擬軸帶發(fā)電機(jī)發(fā)出線電壓為400 V，頻率為50 Hz。船舶實(shí)際航行中，在惡劣工況下，驅(qū)動(dòng)電機(jī)轉(zhuǎn)速突變會(huì)造成發(fā)電機(jī)電壓驟降，所以設(shè)計(jì)在0.05 s～0.07 s 時(shí)，線電壓從400 V 變成200 V，模擬這一工況驗(yàn)證系統(tǒng)穩(wěn)定性，時(shí)變電壓源波形如圖6 所示。

圖6 時(shí)變電壓源Fig.6 Time varying voltage supply

針對(duì)設(shè)計(jì)的原理圖，在Matlab/Simulink 中搭建了穩(wěn)壓穩(wěn)頻仿真系統(tǒng)，如圖7 所示。

圖7 軸帶發(fā)電機(jī)穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)仿真系統(tǒng)Fig.7 Simulation system of shaft generator voltage and frequency stabilization system

搭建的具體不可控整流電路、升壓電路、三相逆變電路，如圖8 所示。具體仿真主要參數(shù)如下：整流電路中濾波電容C=4×10-4F，R=13 Ω，Boost 升壓電路中C=7×10-5F，R=13 Ω，仿真時(shí)間為0.1 s。

圖8 三相不可控整流電路模型Fig.8 Three phase uncontrollable rectifier circuit model

當(dāng)漁船正常航行，即發(fā)電機(jī)滿轉(zhuǎn)時(shí)，發(fā)電機(jī)額定頻率工作，由式（1）可知，經(jīng)整流后的輸出直流電壓的理論值=1.35×400=540 V。如圖8所示，仿真實(shí)測值為538.5 V，與理論值540 V 相差1.5 V，誤差為0.27%，符合設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)。

當(dāng)軸帶同步發(fā)電機(jī)不在額定正常的工作范圍內(nèi)運(yùn)行，導(dǎo)致軸帶發(fā)電機(jī)的端電壓經(jīng)不可控整流電路轉(zhuǎn)換后的直流電大小發(fā)生變化時(shí)，會(huì)出現(xiàn)電壓下降的情況，故在系統(tǒng)中加入了Boost 升壓模塊（如圖9），并且對(duì)其進(jìn)行PID 閉環(huán)控制，對(duì)電壓波動(dòng)進(jìn)行反饋，同時(shí)對(duì)誤差進(jìn)行修正。

圖9 Boost 升壓電路模型Fig.9 Boost circuit model

本文選取的三相全橋逆變電路（如圖10）作為漁船電網(wǎng)逆變電路結(jié)構(gòu)。當(dāng)采用標(biāo)準(zhǔn)的三相電壓型逆變，由式（4）可知，當(dāng)發(fā)電機(jī)正常工作時(shí)，輸出相電壓有效值UUN1=0.45×540=243 V。以此做為本文兩種控制方式輸出電壓的理論判斷依據(jù)。

3.2 采用SPWM 控制的建模與仿真

圖10 中的PWM 端口接入SPWM 控制器，仿真模型如圖11 所示。

圖10 三相逆變電路模型Fig.10 Three phase inverter circuit model

圖11 SPWM 控制器仿真模型Fig.11 SPWM controller simulation model

經(jīng)過仿真分析可知輸出電壓波形和諧波分析分別如圖12 和圖13 所示。

圖12 三相負(fù)載電壓波形Fig.12 Three phase load voltage waveform

由模型仿真分析可知，負(fù)載相電壓有效值為243.8 V，其中基波有效值如圖13 所示為153.2 V，與理論值243 V 相差89.8 V，誤差較大，很難滿足漁船電網(wǎng)供電需求。對(duì)圖12 中的負(fù)載相電壓進(jìn)行快速傅里葉分析，得到電壓諧波總畸變率（THD）為37.38%，從圖13 中可以看出該電壓諧波分量中900 Hz 諧波分量所占比重較大，所以SPWM 逆變電路經(jīng)濾波產(chǎn)生的電壓質(zhì)量不是很理想。

圖13 SPWM 逆變相電壓諧波總畸變率（THD）Fig.13 Total harmonic distortion rate（THD）of SPWM inverter phase voltage

3.3 采用CHBPWM 控制的建模與仿真

為了驗(yàn)證基于滯環(huán)控制的軸帶發(fā)電機(jī)穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)性能，搭建系統(tǒng)模型如圖14 和圖15 所示，滯環(huán)控制仿真參數(shù)設(shè)置：上環(huán)寬h 為0.3，下環(huán)寬h為0.2。

圖14 滯環(huán)控制器仿真模型Fig.14 Simulation model of hysteresis controller

圖15 滯環(huán)控制器子電路系統(tǒng)Fig.15 Hysteresis controller sub circuit system

經(jīng)過仿真分析得出的相電壓波形和諧波分析分別如圖16 和圖17 所示。

圖16 三相負(fù)載電壓波形Fig.16 Three phase load voltage waveform

圖17 CHBPWM 逆變相電壓諧波總畸變率（THD）Fig.17 Total harmonic distortion rate（THD）of CHBPWM inverter phase voltage

根據(jù)模型仿真分析可知，負(fù)載相電壓有效值為243.6 V，其中基波有效值如圖17 中所示為239.2 V，與理論值243 V 相差3.8 V，誤差為1.6%，符合設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)。對(duì)其進(jìn)行快速傅里葉變換分析，該波形相較于SPWM 逆變產(chǎn)生的波形有了大的改善，電壓諧波總畸變率（THD）由37.38%下降到11.93%，同時(shí)該電壓諧波分量中900 Hz 諧波分量的比重也大幅下降，輸出電壓質(zhì)量提高。

4 結(jié)語

本文設(shè)計(jì)了一種船用軸帶發(fā)電機(jī)穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)，并介紹了其組成部分，為了使輸出三相交流電更加穩(wěn)定，具有更好的抗干擾性。對(duì)主電路逆變部分的控制方案進(jìn)行了仿真研究。結(jié)果表明，采用的SPWM 調(diào)制技術(shù)實(shí)現(xiàn)起來比較簡單，但是輸出三相電壓分量中的900 Hz 諧波比重較大，而CHBPWM控制策略，由于其不需要使用載波，且設(shè)置了較小的固定環(huán)寬，輸出電壓波形中不含特定頻率（900 Hz）的諧波分量，控制精度提高了，電壓諧波總畸變率明顯降低，滿足對(duì)逆變控制策略快速性、穩(wěn)定性的要求。說明在此軸帶發(fā)電機(jī)穩(wěn)壓穩(wěn)頻系統(tǒng)中，CHBPWM控制比SPWM 控制更具有優(yōu)越性。