連續相位調制系統盲速率接收技術

邸成良，紀金偉，陳 宇，楊建永

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

移動通信信道屬于隨參信道，其信道質量與所處環境的多徑、多普勒頻移、蓄意/無意干擾噪聲等參數密切相關[1]。為充分利用信道資源、適應時變信道質量，各類傳輸速率自適應技術被廣泛應用，進而實現在可承受誤碼率條件下的傳輸速率提升。

速率自適應技術涉及速率自適應發送和速率自適應接收兩方面。發送端主要依據接收端反饋或自身直接獲取的各類狀態信息進行速率自適應調整，狀態信息主要包括：信道質量反饋狀態[2-4]、信道沖突檢測[5]、數據丟包率[6-7]、誤碼率[8]、檢測通信對端發射功率[9]等。IEEE 802.11系列標準主要速率自適應算法包括：① 基于連續固定數量數據包發送成功率調整速率的ARF(Auto Rate Fall-back)算法[10]；② 基于ARF算法改進的可變門限數據包發送成功率調整速率的AARF(Adaptive Auto Rate Fall-back)算法[6]；③ 基于短時出發RTS/CTS(Request to Send/Clear to Send)幀沖突檢測的CARA(Collision-Aware Rate Adaptation)算法[5]；④ 基于接收端信噪比和接收端速率決策進行速率調整的RBAR算法[11]；⑤ 基于統計丟包率門限調整速率的RRAA(Robust Rate Adaptation Algorithm)算法[6]等。移動4G LTE下行傳輸速率調整則是通過UE測量接收到的下行信號，并將CSI(Channel State Information)所包含的信道質量(CQI)、下行傳輸最大可用階數(Rank)以及下行傳輸采用的預編碼矩陣(PMI)等信息通過控制信道上報給eNodeB，eNodeB再依據CSI提供的各類參數調整發送模式[2]。同時，還有利用無線電基站實時檢測無線信道功率門限值方法對基站發送速率進行調整的方法[9]。此外，在戰術通信/數據鏈等軍事應用中[12]，還存在單向通信系統，發送端綜合考慮通信雙方距離、環境電磁頻譜狀態、抗干擾傳輸需求等因素，自主調整發送速率(與接收方無握手)。

接收端速率自適應技術主要解決如何正確解調發送端多種速率模式并獲取有效接收數據問題，常用方法包含兩類，一類是基于輔助信息的解調，即解調獲取輔助信息內容，并從輔助信息中讀取有效信息段所采用的調制樣式、調制階數、傳輸速率等信息，再進行有效數據解調；另一類為盲速率自適應接收，即不依賴發送端添加的輔助信息，直接從接收波形中判斷傳輸速率，并完成解調和數據獲取。

典型基于輔助信息的解調技術包括IEEE 802.11標準和4G LTE標準。IEEE 802.11標準中，PPDU幀的信號域(PLCP頭)數據采用標準規范的最低速率發送，PLCP頭中包含數據段采用的傳輸速率、數據有效長度等信息，接收端首先以標準規范的最低速率解調獲取PLCP頭信息從而得到數據段傳輸速率模式，然后對數據段進行解調[3]。4G LTE標準中，在物理層下行控制信道(PDCCH)中承載了DCI(Downlink Control Indicator)，其中更包含了發送端采用的子載波分配、調制樣式選擇和資源分配等信息，通過解調獲取DCI數據從而得到下行傳輸速率模式，然后對數據段進行解調[13]。目前，最新發布的5G通信標準亦是基于輔助信息實現調制解調。

另一類盲速率接收技術不需要輔助信息，適用于合作/非合作目標的單項數據發送場景，技術途徑包括：① 采用多速率串行搜索方式進行直接解調譯碼，直至譯碼后數據校驗通過則完成速率匹配，其特點為速率采用串行搜索方式，資源耗費小但搜索耗時長，且存在丟包；② 采用多速率并行搜索方式直接解調譯碼，其特點為并行設置多路速率檢測與接收通道，具有耗時短但資源消耗大的特點[13-18]；③ 在接收端解調譯碼前增加信號速率預檢測模塊，通過符號時頻特征和重復次數統計判斷發送速率[19]，但速率預檢測模塊自身會帶來額外的計算資源開銷，且完成速率匹配前將導致傳輸丟包。

總體上，現有主流速率自適應技術一方面采用基于收發雙方交互輔助信息方式完成；另一方面采用串行/并行或專用模塊進行盲速率檢測，將帶來不同程度的協議開銷、傳輸時延和計算資源消耗等代價。在戰術通信/數據鏈(特別是單向傳輸)中，各種傳輸速率大多要求兼具低時延和低誤包率特征?；诖?，提出一種基于連續相位調制的盲速率接收技術，通過合理設計發送端傳輸幀格式，在接收端通過分段匹配同步頭方式實現接收速率判斷，具有低時延、低資源消耗和低協議開銷特征。

1 盲速率無線通信信號模型

接收端盲速率解調與發送端無握手交互過程，高效快速的盲速率接收關鍵在于發送端物理層信號同步頭設計與接收端基于同步頭特征的速率匹配算法設計。

連續相位調制速率自適應發送模型如圖1所示，發送端共有M種信源速率，不同信源速率通過不同效率編碼后(例如傳輸速率為2 Mbit/s時采用1/2信道編碼，傳輸速率為1 Mbit/s時采用1/4信道編碼等)形成相同符號速率的發射波形基帶數據，然后為基帶數據插入設計的同步頭1、同步頭2…同步頭M，最后經過GMSK調制后進行無線發射。

圖1 發端模型Fig.1 Transmitter model

連續相位調制速率自適應接收模型如圖2所示，在接收端先按照同步頭1生成本地匹配序列，然后本地匹配序列與接收序列進行分段匹配相關，再將分段匹配相關的結果按照同步頭生成規則進行分段匹配累加，并檢測相關峰數值，依據相關峰結果判斷速率模式，完成速率匹配后進行解調解碼處理。

圖2 收端模型Fig.2 Receiver model

2 連續相位調制速率自適應傳輸算法

2.1 發送端詳細處理過程

設通信系統共具備M種速率模式，M為大于等于2的數值，發送端根據自身傳輸需求，從M種速率選擇其中一種進行數據發送，并通過不同效率的信道編碼實現符號速率的統一。

完成信道編碼和加擾后為數據增加物理層前導同步頭：生成長度為N的同步頭序列S(n)(如M序列，Gold序列)，并將同步頭序列S(n)分為K段，分別為S1(n),S2(n),…,SK(n)，2K≥M；各段序列的長度分別為N1,N2,…,NK(N1+N2+…+NK=N)。

從S(n)的K個分段中選取其中P段，P

重復M次上述操作可得到M種同步頭序列，分別與M種速率模式一一對應。

根據上述步驟所生成的同步頭序列，將對應同步頭序列添加到信道編碼后的數據段之前，經過調制后形成發送波形數據，第m種同步頭序列中的K個分段調制波形可表示為：

wavet,m,k(n)=It,m,k(n)+i·Qt,m,k(n)，

(1)

式中，下標t表示發送，m=1,2,…,M；k=1,2,…，K;wavet,m,k(n)表示第m種同步頭序列中的第k個分段的調制波形，It,m,k(n)為wavet,m,k(n)的實部，Qt,m,k(n)為wavet,m,k(n)的虛部，i為虛數單位。

2.2 接收端詳細處理過程

按照與發送端相同規則生成與發送端相同的同步頭序列S(n)，并將S(n)分為與發送端相同的K個分段：S1(n)，S2(n)，…，SK(n)。

按照與發送端相同的調制方式，在接收端對同步頭序列S(n)進行調制，形成接收端同步頭波形，接收端同步頭波形的第k段同步頭調制波形為：

waver,k(n)=Ir,k(n)+i·Qr,k(n)，

(2)

式中，下標r表示接收，m=1,2,…,M;k=1,2,…，K；waver,k(n)表示接收端同步頭波形的第k段同步頭調制波形，Ir,k(n)為waver,k(n)的實部，Qr,k(n)為waver,k(n)的虛部，i為虛數單位。

將接收端同步頭波形與接收到的發送端發射波形數據進行逐段相關匹配，逐點記錄接收端與發射端匹配相關的相乘結果：Ir,k(n)·I(n)t,m,k、Ir,k(n)·Q(n)t,m,k、Qr,k(n)·I(n)t,m,k和Qr,k(n)·Q(n)t,m,k。

根據速率模式M與同步頭分段取反的對應規則，得到M組相關結果，其中，第m組中的第k個相關結果的計算方式如下：

若第m種速率中(1≤m≤M)，同步頭序列中的第k個分段數據未進行取反操作，計算第m種速率第k段中的采樣點相關結果如下:

e-φk(Ir,k(n)·I(n)t,m,k+Qr,k(n)·Q(n)t,m,k+

i·(Qr,k(n)·I(n)t,m,k-Ir,k(n)·Q(n)t,m,k))。

(3)

若第m種速率中，同步頭序列中的第k個分段數據進行了取反操作，則計算第m種速率第k段中的采樣點相關結果為：

e-φk(Ir,k(n)·I(n)t,m,k-Qr,k(n)·Q(n)t,m,k+

i·(Qr,k(n)·I(n)t,m,k+Ir,k(n)·Q(n)t,m,k))。

(4)

式中，上標*表示對復數取共軛。

連續相位調制系統φk為第1段到第k-1段相位累積，即對第k段同步頭初始相位的偏轉：

式中，a(n)為碼元數值，取1或-1；h為連續相位系統調制指數。

對第m種速率的K段相關數據進行累加，可通過匹配相關結果判斷接收信號是否為第m種速率。依次對M種速率的匹配相關結果進行比對，根據匹配相關峰值可判斷接收信號具體采用哪種速率模式。

由于所有速率模式中Ir,k(n)·I(n)t,m,k、Ir,k(n)·Q(n)t,m,k、Qr,k(n)·I(n)t,m,k和Qr,k(n)·Q(n)t,m,k四項乘法結果可共用，不同速率間僅通過少量加法運算即可得到不同速率模式下的匹配相關結果，該方法具有時延低、消耗資源少，且速率過渡平滑的特點。

3 連續相位調制速率自適應接收仿真分析

在發送端設置兩種通信速率模式，兩種速率通過不同的同步頭進行區分，如圖3所示，發送端產生長度為32的同步頭序列S(n)=‘1000001111000000 0110001101011101’；S1(n)=‘1000001111000000’和S2(n)=‘0110001101011101’；S1(n)長度為N1=16，S2(n)長度為N2=16，兩段總長度N=N1+N2=32；速率模式一中同步頭前后兩段保持不變，即同步頭為‘1000001111000000 0110001101011101’；速率模式二中的第二段S2(n)數值進行翻轉，形成‘1001110010100010’后與第一段S1(n)進行組合，形成速率模式二的同步頭‘1000001111000000 1001110010100010’。

圖3 兩種速率模式原始數據Fig.3 Raw data for two rate modes

速率模式一通過GMSK調制后形成發送波形采樣數據wavet,1,1(n)+wavet,1,2(n)，速率模式二通過GMSK調制后形成發送波形采樣數據，wavet,2,1(n)+wavet,2,2(n)，其中過采樣倍數均為64，前后相關長度L=5，調制指數取h=1/2，最終形成32×64=2 048個發送波形數據。

根據連續相位調制系統累積相位式(5)，因此累積相位φk的數值在數據長度為偶數時，其中累計相位值為0或者±π，S1(n)長度為16(偶數)根據式(5)累計相位數值為π，即第二段S2(n)的起始相位為0或者π。

(5)

從圖4中可見速率模式一的φ1=3.695，從圖5中可見速率模式二的φ1=3.153，二者均與π近似相等(近似相等原因在于GMSK相關長度為5，與前后兩個碼元相關)；同時由于兩種速率模式中第一段均為進行取反，因此，兩種速率模式中第一段的相位路徑相同，如圖4和圖5中所示，在x=385位置，速率模式一與速率模式二的相位均為0.559 5；同時由于速率模式二中的第二段進行了取反，導致第二段兩種速率模式的相位相反，如圖4和圖5中所示，在x=1 860位置，速率模式一相位為1.487，速率模式二相位為4.808，二者之和為2π。

圖4 GMSK速率模式一相位路徑Fig.4 GMSK mode-phase path of rate 1

圖5 GMSK速率模式二相位路徑Fig.5 GMSK mode-phase path of rate 2

在接收端生成與發送端相同的本地序列S(n)=‘1000001111000000 0110001101011101’，并將S(n)分為兩段，長度分別為N1=16，N2=16，經過調制后生成waver,k(n)和wavet,k(n)兩段本地序列，兩段序列分別與接收序列進行匹配相關，并記錄每一段的相乘結果Ir,k(n)·I(n)t,m,k、Ir,k(n)·Q(n)t,m,k、Qr,k(n)·I(n)t,m,k和Qr,k(n)·Q(n)t,m,k，該乘法結果可以在計算不同速率模式累加結果時復用，以減少乘法計算量。

對速率模式一而言，接收端產生的同步頭序列與速率模式一選擇的發送同步頭序列相同，因此匹配相關結果應按照式(3)進行計算。

對速率模式二而言，第2段發送同步頭序列進行了取反，因此第2段匹配相關結果應按照式(4)進行計算，同時第2段相位偏轉量φk等于π。

最終對兩種速率模式的各段分段匹配相關結果進行累加，得到不同速率模式下匹配相關結果，如圖6和圖7所示。由圖6和圖7可知，兩種速率匹配相關結果均可在相同位置匹配出明顯的峰值，兩種匹配結果在其他位置上的差異是因為GMSK具有一定相關長度，與前后關聯碼元數值有關，會導致S1(n)和S2(n)過渡帶相位是近似而不是完全反相。

圖6 GMSK速率模式一相關匹配結果Fig.6 Correlation matching results of GMSK rate 1

圖7 GMSK速率模式二相關匹配結果Fig.7 Correlation matching results of GMSK rate 2

通過實時檢測兩組結果的數值變化與峰值，假設閾值設置為最大峰值的80%，即閾值等于25.6，由圖6和圖7仿真結果可見，兩種速率模式的匹配結果在峰值位置均大于25.6，可自適應判斷是否捕獲了相應速率的同步頭，進而完成自適應判斷發送方的發送速率。

經過1 000次仿真分析，兩種速率模式相關峰最大峰值統計平均值是相同的。大量仿真結果證明，該方法不受相關峰值影響，部分匹配相關峰結果如圖8所示，可實現盲速率模式檢測。

此外，當數據速率分為4種后，經過1 000次仿真分析，4種速率模式相關峰統計平均值依舊是相同的。大量仿真結果證明，多種速率模式下盲速率接收算法依舊有效，部分匹配相關峰結果如圖9所示。

(a) 模式速率一匹配結果1

(a) 模式速率一匹配

當速率模式有兩種時，由于兩種速率累加結果中復用了匹配相關的乘法結果，僅增加了部分計算量較小的加法，盲速率接收算法可節省約50%的計算量。類似的，當速率模式有4種時，由于4種速率累加結果中復用了匹配相關的乘法結果，僅增加了部分計算量較小的加法，盲速率接收算法可節省約75%的計算量。以此類推，當速率模式有M種時，本方法可節省約(M-1)/M×100%的計算量，速率模式越多本方法的效益越明顯。

4 結束語

通過分段匹配相關和累加方法以近似單速率接收的計算量自適應完成了多種速率自適應接收同步，具有低時延、低資源消耗和速率切換平滑特性，無需預先鏈路溝通可直接進行盲速率切換和接收；具有廣泛適用性，可用于連續相位調制系統的通信速率自適應接收，特別適用于要求低時延和低資源消耗特征的戰術通信/數據鏈系統，如單向點對點、點對多點廣播分發戰術通信系統，或其他單向通信或接收端不需要/不具備即時發送確認信息的場景，因此具有很強的工程實用性。