面向多旋翼重載無人機均流技術優化研究

馬慧圓，霍 冉，李家昌

(1.西安科技大學管理學院，西安 710054；2.西安科技大學電氣與控制工程學院，西安 710054)

0 引言

隨著科技進步，人們對生產效率、生活質量、安全保障有了更高的要求，尤其是在軍事作戰、農業植保、消防救火、警用安防、救援物資運送等方面[1-2]。多旋翼重載無人機憑借操控簡單、可靠性高、勤務性好等優勢，將在這些場景中得到更大的發展和應用，更大負載無人機在軍事及工業上的需求必將愈發旺盛。

多旋翼重載無人機在設計上對穩定、安全的要求高于消費級飛行器，且傳統的消費級飛行器功率較小，難以實現在大負載場景中的應用。隨著載物質量的逐漸增大，單個電機功率會隨之增大，每個電機所需電流也會增大。

在大電流半導體開關器件中，絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)雖比金屬-氧化物半導體場效應晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)使用得更加廣泛，但更多應用于高壓場合。MOSFET以其工作頻率高、并聯和電壓控制易實現等優點，比IGBT更適合于低壓領域[3-5]。MOSFET的導通電阻Ron具有正溫度系數的特點，由于電流熱效應，流過較大電流的MOSFET結溫會升高，從而使導通電阻增大，導通電流下降，使得MOSFET更適用于并聯使用。在無人機應用領域中對開關頻率的要求更高，故本文將采用功率MOSFET作為開關器件。

對于大電流系統，單個半導體功率器件已經不能滿足大電流的需求，往往需要幾只甚至十幾只半導體功率器件并聯使用，以降低導通損耗和提高電流輸出能力。然而，多只開關器件的并聯除了帶來驅動功率增大的問題，更重要的還有均流問題。對于功率半導體器件的并聯運行，電流不平衡一直是一個重要的問題，它可能導致導通損耗和開關損耗不相等[5]。此外，除了穩態電流不平衡外，不均勻的暫態電流分布還會進一步導致器件中更高的電流超調量，這可能超出安全工作區(Safe Operating Area，SOA)[4]。不均衡現象會使并聯器件產生不對稱的開關速度、導通電壓和電流以及器件損耗，會使最薄弱的并聯器件因過載而損壞，并危及其他并聯器件的安全[6-7]。

在并聯功率半導體器件中，影響電流不平衡的因素如表1所示。在MOSFET器件參數中，導通電阻(Ron)和柵極閾值電壓(Vth)對并聯均流性能的影響較為明顯。不同的Ron會導致不相等的穩態電流，而不同的Vth會導致不平衡的暫態電流。不對稱的電路布局會導致寄生電感不相等，這些寄生電感主要是漏極雜散電感(Ld)、源極雜散電感(Ls)以及柵極雜散電感(Lg)。除了寄生電感外，還有柵極開通電阻(Rg(on))和柵極關斷電阻(Rg(off))的一致性。

在低壓大電流系統應用中，MOSFET的并聯使用多采取獨立柵極電阻、引入柵極電感、優化電路板外圍走線等方法，以降低多器件并聯電流的不均衡性[8-9]。文獻[10]采用基于獨立驅動的方法提高并聯均流效果，并針對SiC MOSFET高速開關過程中產生的較高dv/dt問題，提出了一種基于脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation, PWM)信號的同步采集方法，有效地提升了驅動系統的魯棒性。文獻[11]提出了串入耦合電感的方式，將多個共用磁芯的耦合線圈串聯接入各個器件支路，利用磁通約束，實現各支路的電流平衡。文獻[12]提出了一種基于差分電流傳感器檢測的主動均流方法，通過閉環控制并聯器件的電流偏差，達到對各個并聯器件的開關時間的控制，進而實現電流調控。文獻[13]提出了一種基于有源柵極驅動器的電流均衡方法，用于并聯分立器件。然而，在實際中產生不均流的原因很難避免，常見的均流方法都有一定的局限性，因此，仍需進一步研究更好的均流方法。

為此，本文系統地分析了各個影響因素對并聯MOSFET的影響，然后對各個影響因素效果進行了數學分析和仿真測試。結果表明，不同的影響因素可能導致導通暫態電流、穩態電流不同程度的不平衡。隨之，提出了一種采用柵極串聯均流電阻聯合耦合電感的MOSFET并聯電流均衡方法，通過Multisim仿真分析并對比串聯均流電阻法和耦合電感法，發現其導通電流可以達到更好的均衡。

1 影響因素分析

在功率MOSFET的并聯應用中，并聯器件之間的均流問題包括靜態均流和動態均流。靜態均流是指流經2個開關管的穩態電流達到一致；動態均流是指流經2個開關管的暫態電流達到一致。而穩態電流是指功率器件在穩定導通的工作狀態下通過的電流，暫態電流是指功率器件在開通和關斷時的電流。本文通過Multisim軟件搭建雙管并聯的仿真電路，如圖1所示，分析并聯功率MOSFET各支路的靜態和動態均流問題。

圖1 雙管并聯均流仿真電路Fig.1 Double pipe parallel current sharing simulation circuit

在仿真電路中，存在2個功率開關器件IRF7769L1TRPBF，兩者并聯運行。不規則印制電路板(Printed Circuit Board，PCB)布線引入的漏極、源極和柵極寄生電感為Ld、Ls和Lg。柵極電阻開通電阻為Rg(on)，柵極電阻關斷電阻為Rg(off)，驅動電壓為Vgs。L4、L5為漏極寄生電感，L10、L11為源極寄生電感，L8、L9為柵極寄生電感。V1為母線電壓，C1為母線電容。L1為母線電容的寄生電感，R1為負載電阻。通過驅動芯片IR2127SPBF提供Vgs，脈沖頻率為10kHz。功率MOSFET為電壓型開關器件，只要Vgs>Vth，開關管就會導通，為了使開關管完全導通，一般取Vgs>10V。功率MOSFET開通和關斷速度取決于柵極驅動電流ig對輸入電容Ciss的充放電速度。為了增大驅動器的驅動能力，可通過ZTX651和ZTX751組成圖騰柱結構，增大柵極驅動電流。ig越大，輸入電容充電時間越短，MOSFET中導通電流上升速度越快，MOSFET完全導通時間越短。當所有因素不一致時，動態和靜態電流均出現不均流。

1.1 內因分析

1.1.1 導通電阻Ron不同的影響分析

在功率MOSFET的內因參數中，導通電阻Ron和閾值電壓Vth是影響并聯均流性能的2個最關鍵的參數。Ron決定器件之間的穩態電流分布，而Vth則影響瞬態電流的分配。

假設2個器件的導通電阻分別為Ron1和Ron2。那么，2個器件的電流可以表示為

(1)

(2)

式中，iR為2個器件的輸出電流之和，可以看出，導通電阻小的流過的電流大，定義不均衡電流Δid=|id1-id2|，則

iR=id1+id2

(3)

(4)

(5)

1.1.2 閾值電壓Vth不同的影響分析

當Vth1>Vth2，其他因素完全一致時，Q2打開的速度比Q1快，但關閉的速度比Q1慢。當Vgs2上升到Q2閾值電壓Vth2時，Q2開始打開，id2開始上升，并承受大部分電流，此時Q1并未導通，id1=0A。當Vgs1繼續增加并達到Q1閾值電壓Vth1時，Q1打開，id1開始上升。但是，在關閉過程中略有不同。維持特定漏極電流的最小柵源電壓定義為Vp。如果減小的Vgs仍然大于Vp，則漏極電流不會下降，而MOSFET的溝道電阻將增加。只有當Vgs持續降低到低于Vp時， MOSFET才會開始工作在飽和區，漏極電流將由Vgs決定。Vgs1降低到點Vp1，在該點Q1不能維持其漏極電流，id1開始減少。Vgs2繼續下降到Vp2，此時Q2不能再維持id2，然后id2開始下降。漏極電流id由飽和區中的Vgs確定，如式(6)所示

id=gfsVgs-Vth

(6)

這2個MOSFET的跨導gfs1=gfs2和導通電流id1=id2，在關斷前，Vp1>Vp2。因此，id1下降，但負載電流iR保持不變，Q2需要處理更多的電流。因此，在關斷期間，id2在開始下降之前將會出現小幅度上升。

1.2 外因分析

1.2.1 共源雜散電感(Ls)的影響分析

共源雜散電感主要來自于PCB走線。在2個以上的MOSFET并聯的情況下，很容易增加Ls的不平衡。在瞬變開關時間的飽和區期間，根據式(7)、式(8)，Ls通過對Vgs的負反饋效應來影響開關特性。在這種情況下，由于柵源電流ig遠小于id，MOSFET源極電流is被認為與漏極電流id相同。

(7)

(8)

當Ls有差異，其他因素一致時，根據式(7)和式(8)，在導通瞬態期間，與具有較小Ls的MOSFET相比，具有較大Ls的MOSFET導通較慢，并且消耗的電流較小。在關斷暫態過程中，Ls值較大的MOSFET關斷速度較慢，多承受部分電流。

1.2.2 漏極雜散電感(Ld)的影響分析

漏極雜散電感來自于電源接線的雜散電感，包括PCB布線和功率器件封裝的局部電感。根據基爾霍夫定律可得

(9)

當Ld不同，其他所有因素保持一致時，可得

(10)

(11)

(12)

當Ld有差異，其他因素一致時，根據式(12)，在導通瞬態期間，與具有較小Ld的MOSFET相比，具有較大Ld的MOSFET導通較慢，并且消耗的電流較小。在關斷暫態過程中，關斷時間受Ld影響不大。

1.2.3 柵極雜散電感(Lg)的影響分析

柵極雜散電感來自于驅動器到柵極連線的雜散電感，也包括PCB布線和功率器件封裝的局部電感。根據基爾霍夫定律可得

(13)

(14)

式中，ig1、ig2分別為2個器件的柵極驅動電流，當Lg不同，其他因素一致時，電流差可表示為

(15)

(16)

當Lg有差異，其他因素一致時，根據式(15)和式(16)，Lg的影響主要體現在開關暫態過程中。

1.2.4 柵極開通電阻(Rg(on))和柵極關斷電阻(Rg(off))的影響分析

柵極電阻Rg分為柵極開通電阻(Rg(on))和柵極關斷電阻(Rg(off))，柵極電阻的差異也會導致不平衡電流的產生。根據基爾霍夫定律可得

(17)

(18)

式中，ig1、ig2分別為2個器件的柵極驅動電流，當Rg不同，其他因素保持一致時，電流差可表示為

(19)

由式(19)可見，柵極開通和關斷電阻的差異也會影響到導通電流的均衡。

2 仿真結果及數據處理

本文使用Multisim進行仿真分析，得到的仿真結果如圖2所示，數據結果對比分析如圖3所示。

對仿真結果的分析如下：

1)當Ron有差異，其他因素一致時，2個開關管的Vth值幾乎相同;但Ron不同,Q3的Ron比Q2高。在接通瞬變期間，Q2和Q3具有相同的電流。通電后，Q3的電流比Q2低。Q3具有較低的通態電流，因為它具有較高的Ron。結果表明，Ron的差異對靜態均流性能有影響，但對動態均流影響不大。

2)對于Ls較大的MOSFET，導通和關斷過程都變慢。具有較小Ls的MOSFET管先開通且先關斷，開通暫態過程中承擔大部分電流，在導通過程中減小至相同，在關斷暫態過程中具有較大Ls的MOSFET管后關斷，多承受部分電流。隨著ΔLs的增加，開關暫態過程中的電流不平衡也會增加，但當ΔLs不大時，不平衡電流主要出現在開通關斷瞬態過程中，穩態導通后電流會趨于一致。

3)對于Ld較大的MOSFET，導通過程變慢。具有較小Ld的MOSFET管先開通，開通暫態過程中承擔大部分電流，在導通過程中減小至相同，在關斷暫態過程中，同時下降，影響不大。隨著ΔLd的增加，開關暫態過程中的電流不平衡也會增加，但當ΔLd不大時，不平衡電流主要出現在開通關斷瞬態過程中，穩態導通后電流會趨于一致。在開關暫態過程中，除了對電流的影響外，Ld對漏源電壓(VDS)也有很大的影響。在文獻[14]和文獻[15]中已經分析了Ld對單個MOSFET在VDS上的影響。結果表明，Ld越大，VDS開通時的壓降越大，關斷時的電壓過沖越大，開通損耗越小，關斷損耗越大。

(a) Ron有差異時的電流仿真結果

圖3 數據結果對比圖Fig.3 Comparison diagram of data results

4)柵極雜散電感Lg的差異對均流影響不大。隨著ΔLg的增加，開關暫態過程中的電流不平衡也會增加，但Δid的差值很小，僅在幾十mA。

5)對于Rg(on)較大的MOSFET，導通和關斷過程都變慢。具有較小Rg(on)的MOSFET管通過的柵極驅動電流ig大，所以先開通且先關斷，開通暫態過程中承擔大部分電流，若ΔRg(on)不大時，導通電流在穩態過程中減小至相同。對于Rg(off)來說，由于開通時Rg(on)一致，且由于和Rg(off)串聯的肖特基二極管的單向導電性，所以開通暫態期間以及穩態期間電流是均衡的。但是在關斷時，肖特基二極管導通，Rg(off)的不同將會引起關斷暫態期間的電流不均衡。Rg(off)小的會先關斷，Rg(off)大的后關斷且多承受部分電流。隨著ΔRg(on)和ΔRg(off)的增加，導通電流不平衡也會增加，但當ΔRg(on)不大時，不平衡電流主要出現在開通關斷瞬態過程中，穩態導通后電流會趨于一致。但是要注意若ΔRg(off)過小，關斷過程中會產生關斷振蕩。

3 均流方法分析與仿真

3.1 柵極串聯均流電阻法

當驅動回路中的Rg、Lg、Vgs、驅動信號這些因素的差值導致不均流時，將使2個柵極回路的柵極電流ig出現差異，這是導致id不均流的主要原因。若在柵極串聯一個2Ω的均流電阻，柵極不平衡電流Δig會通過均流電阻支路實現ig的平衡，從而達到均流目的。

搭建的柵極串聯均流電阻仿真電路和驅動信號有差異，其他因素一致時，并聯的MOSFET的電流輸出結果如圖4所示。

(a) 柵極串聯均流電阻仿真電路

仿真結果表明：與圖2相比，柵極串入均流電阻后，均流效果得到很大的改善。同樣，當Rg、Lg、Vgs不一致時，通過柵極串入均流電阻后，均流效果得到很大的改善。此外，與圖2相比，整體均流效果得到了明顯的提升，但是對于Ron、Vth、Ls、Ld引起的不均流，該方法并沒有取得好的效果。

3.2 耦合電感法

耦合電感有兩種形式：同向耦合和反向耦合。并聯均流電路通過耦合電感均流的形式為反向耦合，將反向耦合到公共磁芯上的2個相同匝數的線圈串聯成并聯支路，通過Multisim搭建耦合電感法仿真電路如圖5(a)所示。當電流流入反向耦合線圈時，磁路中的磁通會產生相反的方向；當并聯MOSFET影響因素一致時，并聯支路完全對稱，2個并聯支路中的電流id相等，合成磁通為零。根據法拉第電磁感應定律，當電路中的影響因素不一致時，并聯支路產生的不平衡電流將在磁芯中產生磁通，并產生感應電動勢。感應電動勢使并聯支路的不平衡電流保持在零，從而實現并聯支路電流的均衡。仿真結果如圖5(b)所示。

(a) 串入耦合電感仿真電路

仿真結果表明：與圖2相比，串入耦合電感后，均流效果得到很大的改善。不論是內因還是外因造成的不均流，該方法都具有良好的改善效果。

3.3 柵極串聯均流電阻聯合耦合電感法

由于柵極串聯均流電阻法對于Ron、Vth、Ls、Ld引起的不均流，并未取得好的效果，故嘗試在耦合電感法的基礎上提出了柵極串聯均流電阻聯合耦合電感法，并搭建了仿真電路，如圖6所示。

圖6 柵極串聯均流電阻聯合耦合電感法仿真電路Fig.6 Grid series equalizing resistance combined with coupled inductance simulation circuit

定義流經并聯器件不平衡電流的不平衡度為Δδ

(20)

通過搭建仿真電路，得到柵極串聯均流電阻聯合耦合電感之后的均流結果，如圖7所示。

仿真結果表明：與圖2相比，柵極串聯均流電阻聯合耦合電感后，使得均流效果得到很大改善。針對無論是內因還是外因造成的不均流，該方法都具有極好的效果。為了對比三種方法的均流效果，得出ΔI和均流方法折線圖，如圖8所示。

圖7 仿真結果Fig.7 The simulation results

圖8 ΔI和均流方法折線圖Fig.8 Line chart of current sharing method and ΔI

通過式(20)計算可得，三種方法的不平衡度Δδ結果如表2所示。由圖8可以發現，柵極串聯均流電阻聯合耦合電感法使得不平衡電流更加趨于零。

表2 電流不平衡度

4 實驗驗證

為了測試該方法的可靠性，對所設計的仿真均流電路進行了實驗驗證。控制電路采用單片機STM32F103C8T6為驅動板提供PWM脈沖，驅動板連接上焊接的功率MOSFET均流電路，外加示波器、電源模塊構成并聯均流電路實驗平臺，實驗平臺如圖 9所示。選擇適合于高頻開關的鐵硅鋁磁芯NPS080125，相對磁導率為125，電感系數為68μH，外徑Dmax=21.08mm，內徑Dmax=12.07mm，高度h=7.11mm。功率MOSFET型號采用IR公司的IRFB4115，2個并聯器件的功率回路在焊接時布局盡可能均衡對稱。

圖9 并聯均流電路實驗平臺Fig.9 The experimental platform of parallel current sharing circuit

通過實驗測試，2個功率MOSFET上的漏極電流如圖10所示，導出實驗數據關鍵參數的對比情況如表3、表4所示。無均流措施時，當不平衡電流ΔI達到最大值 ΔImax時，不平衡度Δδ為27.43%;不平衡電流ΔI達到最小值ΔImin時，不平衡度Δδ為7.19%。采用柵極串聯均流電阻聯合耦合電感之后，當不平衡電流ΔI達到最大值ΔImax時，不平衡度Δδ為1.46%，不平衡電流ΔI達到最小值ΔImin時，不平衡度Δδ為1.41%。可以看出，柵極串聯均流電阻聯合耦合電感法在雙管并聯均流上是可行的，但是由于在電路中增加了耦合電感，使得漏極電流的上升時間和下降時間略微增加。

圖10 漏極電流波形Fig.10 Drain current waveform

表3 無均流時參數結果

表4 柵極串聯均流電阻聯合耦合電感法參數結果

5 結論

基于大功率重載無人機的應用場景，針對功率開關器件由于器件參數和回路的不對稱而導致的不同程度不均流問題，本文提出了一種新的方法——柵極串聯均流電阻聯合耦合電感法。通過仿真和實驗證明了該方法能極大程度地提高靜態和動態電流的均衡度，驗證了該方法的有效性和可行性。仿真和實驗結果表明：

1)在MOSFET并聯的系統中，由于內因和外因的差異導致并聯MOSFET回路產生不均流問題，而這些因素在實際應用設計中無法避免。

2)相對于無均流、柵極串聯均流電阻、耦合電感法，對于雙管并聯的低壓大電流系統，本文方法無論在動態均流還是靜態均流中都有非常好的效果，可滿足多旋翼重載無人機的應用場合。

3)在實際應用中對功率要求更高的多器件并聯回路，可將多個線圈進行耦合,重新設計耦合電感，依據此方法可在提高電流容量的同時降低各個器件電流的不平衡度。