面向小型水下無人平臺的移動水聲通信系統

姚俊輝 ,趙燕鋒 ,童 峰* ,陳東升 ,上官明禹

(1.廈門大學 海洋與地球學院,福建 廈門,361005;2.廈門大學 導航與位置服務技術國家地方聯合工程研究中心,福建 廈門,361005;3.廈門大學 人工智能研究院,福建 廈門,361005;4.福州大禹電子科技有限公司,福建 福州,350001)

0 引言

近年來,具有目標特性小、成本低、部署方便等突出特點的各類小型化自主水下航行器(autonomous undersea vehicle,AUV)在水下特戰領域的應用得到國內外廣泛重視[1]。移動水聲通信作為AUV 等水下無人平臺的主要通信方式,在水下無人平臺指揮控制和信息回傳等環節中發揮著至關重要的作用。

然而,水聲信道高時變的多徑效應和多普勒效應嚴重影響了通信鏈路的穩定性與通信質量的可靠性[2],特別是對于水下特戰領域小型水下無人平臺,在多樣化任務下,運動狀態變化大、淺海應用多、受限功耗下發射功率低,因此,如何高效地克服由此造成的多徑嚴重、多普勒快速多變、接收信噪比低等困難成為該領域小型水下無人平臺移動水聲通信亟待解決的關鍵問題。

國內外對移動水聲通信中多普勒估計與補償問題的研究發展已久。Sharif[3]、Zakharov[4-5]等分別提出多普勒估計法[3],以及搜索最大互相關峰值多普勒估計方法[4]和分步式多普勒估計方法[5];周成陽等[6]提出了基于數據樣本方差的多普勒估計方法;Li 等[7]提出了互相關準梯度的多普勒估計算法,其通過不同補償因子下匹配濾波器輸出峰值的變化梯度來調整搜索步長的方法來降低算法的計算量。

在上述文獻中,獲得多普勒估計結果后均采用時域插值方法進行多普勒補償,通過插值實現重采樣的多普勒補償方法缺乏實時性且補償精度較低,無法滿足對失真要求較為嚴格的系統;同時,重采樣方法在實時處理中對存儲量和算力要求均較高。

張曉[8]通過基于Chip-Z 變換的偽隨機序列載波頻偏測量的估計多普勒,同時采用了基于Farrow結構濾波器的多普勒補償方法,這種利用數字濾波器進行采樣率轉換實現重采樣的多普勒補償方法具有較高的重采樣精度,但仍有占用硬件內存大和實時性差的缺點。

在多普勒補償低復雜度硬件實現方面,王小陽等[9]提出了一種可用于低復雜度硬件的多普勒補償方案。該方案利用線性調頻(linear frequency modulation,LFM)前導序列進行多普勒頻移的估計,并根據估計結果基于處理器時基實時調整AD(Analog-to-Digital)芯片的采樣率來實現多普勒補償。該方案將多普勒估計與補償環節提前,可實時實現多普勒的估計與補償。但由于該方案中基于處理器時基提供的AD 芯片采樣率調整范圍有限,在面對大尺度多普勒影響時該方案無法提供對應的采樣率來實現硬件補償。此外,該方案多普勒補償的精度也受限于AD 芯片中采樣率的分辨率。

面向小型水下無人平臺的應用場景,結合直接序列擴頻-四相差分相移鍵控調制方式(direct sequence-quadrature differential phase shift keying,DSQDPSK)和差分編碼方式,并引入直接數字頻率合成器(direct digital frequency synthesizers,DDS)為硬件系統提供大范圍和高分辨率的采樣率,提出了一種基于DDS 變采樣的移動水聲通信方案。利用雙曲調頻(hyperbolic frequency-modulation,HFM)導引信號對多徑信道中的最強徑進行多普勒估計,采用的差分編碼方式為系統提供了一定的多普勒容限,可彌補低估計精度的缺陷。文中采用DDS變采樣的方法進行多普勒補償,相對于重采樣的多普勒補償方法,硬件變采樣補償的優勢在于可實現信號采集與多普勒補償同步進行,無需重構信號,實時性高。此外,DDS 提供的高精度分頻也使系統具備較高的補償精度。半實物仿真實驗結果表明了文中所提方案的有效性。

1 系統設計

1.1 DS-QDPSK 調制方式

采用的DS-QDPSK 調制方式中,直接序列擴頻的調制方式具有強抗干擾能力和低檢測閾的優勢[10]。擴頻通信系統擴展的頻帶越寬,在同等量級噪聲干擾時落入信息帶寬內的干擾信號強度則會越小,其抗干擾能力因此越強。不僅如此,由于擴頻通信系統的信號頻譜被擴展,擴頻系統也具有一定的抗頻率選擇性衰落的能力。

考慮到LFM 信號在強多普勒效應的影響下會存在與本地同步信號失配的情況,造成匹配濾波器輸出的相關峰出現峰值下降甚至發生分裂的現象,文中采用了具備多普勒不變性的HFM 信號作為導引信號及同步信號[11]。文中系統發射信號幀格式如圖1 所示,信號幀由導引信號、同步和信息序列三部分組成。導引信號部分包含了若干個HFM 信號,以有效防止誤同步發生,確保接收信號同步捕獲的穩定性;同步部分為1 個HFM 信號,作為探針確定信息序列起始位置。信號調制所用載波的中心頻率為25 kHz,帶寬為5 kHz,采樣率為75 kHz。

圖1 發射信號幀格式Fig.1 Frame format of transmit signal

DS-QDPSK 調制解調的系統流程如圖2 所示。首先,將信源的原始二進制信息序列先后進行卷積編碼、交織以及差分編碼;隨后將編碼后的二進制信息轉化為四進制;偽隨機碼(pseudorandom noise,PN)發生器生成4 種不同的PN 序列,分別對應四進制中的0～3;最后,將四進制信息映射成對應的PN 序列,實現DS-QDPSK的多進制擴頻信息調制。

圖2 DS-QDPSK 系統流程Fig.2 System process of DS-QDPSK

在接收端,定位到接收信號信息序列位置后將之與本地PN 碼做相關,用非相干解調的方式進行解擴。隨后將解得的原始信息序列依次進行解差分、解交織和卷積譯碼,最終得到解調信息。

1.2 雙曲調頻信號

文中導引序列采用HFM 信號,其時域表達式為

其中

式中:fh和fl分別為HFM 信號頻率的上下邊界T為HFM 信號的持續時間,因此t0和K均為常數。HFM 信號的瞬時頻率可用其相位對t求導后除以2 π來計算[12],即;

從HFM 信號瞬時頻率的表達式中可以看出其是一個雙曲函數。HFM 信號的頻譜圖如圖3所示。

圖3 HFM 信號時頻圖Fig.3 Time-frequency diagram of HFM signal

設多普勒因子為 α,則其接收信號的時域表達式可以表示為

則其瞬時頻率為

與式(3)對比,可看出接收信號與發射信號的瞬時頻率之間的關系為

從上式可以看出,多普勒頻移后的HFM 信號的瞬時頻率相對于原信號只是在時域上有一個固定的偏移。這說明對HFM 信號而言,多普勒效應只改變了接收端相關器輸出峰值的位置,且峰值位置的偏移與多普勒因子之間存在特定的解析關系。所以,HFM 信號具有多普勒不變性的優勢。

1.3 多普勒估計與補償

1)多普勒估計

文中系統利用前導序列中的若干個導引信號做多普勒估計。在接收端,用本地同步信號與導引信號做相關,尋找最強徑所對應的相關峰位置,計算首尾相關峰之間的時間差即為接收信號首、尾導引信號間隔的時長,并結合原始信號中其間隔時長可估計出多普勒因子為

式中:Toriginal為原始信號首、尾信號間隔的時長;Trecieve為接收信號首、尾導引信號間隔的時長。

文中采用的多普勒估計算法的精度取決于導引信號的長度。信號幀的導引信號中,每個HFM信號長度為1 700 個采樣點(約22.7 ms),采樣間隔長度為348 個采樣點(約4.6 ms),用于多普勒估計的導引信號長度為18 432 個采樣點(約245.8 ms)。因此在多普勒估計過程中,對接收端導引信號的時長測量每偏差一個采樣點,得到的多普勒因子則會相差1/18 432,結合信號中心頻率(25 kHz)換算成多普勒頻移約為1.36 Hz,即文中多普勒估計算法的分辨率約為1.36 Hz。因此,按分辨率的一半粗略估計,文中多普勒估計算法的估計精度在0.68 Hz 左右。

2)多普勒補償

由于多普勒效應的影響,接收端信號會被壓縮(fd為正時)或擴展(fd為負時),接收信號的中心頻率變為(fc+fd)。在接收信號長度壓縮(或擴展)的情況下,若仍以發射采樣率fs對接收信號進行采樣,采集到接收信號的采樣點則會相對發射信號出現偏差,導致解調誤碼情況惡化。因此,若要還原原始信號的采樣點位置,可調整接收采樣率為

2 硬件設計

文中系統硬件基于STM32F407 核心處理單元以及DDS 變采樣模塊實現。具體地,采用DDS 芯片AD9954 來產生STM32F407 的外部時鐘信號,采樣率fs與外部時鐘信號I2S_CLK的關系可以表示為

式中:I2S_CLK為外部時鐘的時鐘頻率;16 表示通道幀寬度為16 位;I2SDIV為I2S線性預分頻器的值,其取值范圍為2～255;ODD代表預分頻器的奇數因子,其取值為0 或1。根據上式可通過調整I2S_CLK、I2SDIV以及ODD的取值來實現采樣率的實時調整,文中為了使采樣率可調的取值范圍盡可能大,固定取I2SDIV=2,ODD=0,由此,式(9)中fs的表達式可簡化為

式中,I2S_CLK取值為正整數,所以由上式可得DDS 的分頻精度可達到10-3Hz。因此,DDS 變采樣方法的補償精度約在10-4Hz 的數量級。軟件重采樣多普勒補償的方法需通過對采樣點數做近似處理來保證重采后信號的采樣點數為整數。經計算,若以軟件重采樣的方法對文中信號做多普勒補償,其產生的補償誤差約在10-2Hz 的數量級。由此可見,所采用的DDS 變采樣在多普勒補償精度方面優于軟件重采樣。

多普勒估計與補償的流程如圖4 所示,接收端換能器上傳的接收信號在經過前置濾波放大電路后進入STM32F407 核心處理單元中,核心處理單元中的WM8978 芯片以75 k 的初始采樣率(即發射采樣率)完成對接收信號導引信號部分的數字信號采集,在定位到導引信號時,根據式(7)估計出多普勒因子,并根據式(8)計算出所需調整的采樣率;然后,核心處理單元通過串口發送相應的調頻指令給DDS 變采樣模塊,DDS 則會反饋相應頻率的外部時鐘信號給核心處理單元,WM8978 芯片在此外部時鐘信號的控制下以調整后的采樣率對信號的剩余部分進行采樣并解調,由此實現了基于DDS 變采樣的多普勒補償。

圖4 多普勒估計與補償流程Fig.4 Doppler estimation and compensation process

3 半實物仿真實驗

3.1 淺海信道模型

為了方便以半實物仿真的方式評估文中系統在淺海水聲信道下的抗多普勒能力,以廈門港海域實測參數為參考,綜合多徑效應,多普勒頻移以及噪聲干擾的影響,設計了如圖5 所示的仿真水聲信道模型。

圖5 水聲信道仿真模型Fig.5 Simulation model of underwater acoustic channel

水聲多徑信道由BELLHOP 得到,如圖6 所示。該信道的聲速剖面數據來源于廈門港的聲速儀實測數據,聲速在1 514～1 515 m/s 的范圍內呈現一個微弱的正梯度。設海水深度為25 m,發射端與接收端相距1 km,收發換能器入水深度均為3 m。仿真多徑信道的單位沖激響應如圖7 所示,可以看出,該信道有10 條到達徑,最大時延約為8 ms。

圖6 BELLHOP 多徑信道仿真Fig.6 Multipath channel simulation of BELLHOP

圖7 信道單位沖激響應Fig.7 Impulse response of channel

3.2 半實物仿真實驗流程

半實物仿真實驗的流程如圖8 所示。1)將調制的發射信號輸入仿真水聲信道模型中生成該信道下的接收信號;2)用NI-DAQ 數模轉換模塊將接收信號轉換為模擬信號;3)將生成的接收信號輸至STM32F407 核心處理單元中,進行多普勒估計和補償以及硬件解調;4)通過串口在上位機界面顯示解調結果并進行誤碼率的計算和實驗結果的分析。

圖8 半實物仿真實驗流程Fig.8 Flow of hardware-in-the-loop simulation experiment

3.3 半實物仿真實驗結果

為了評估系統在不同尺度多普勒頻移影響下的工作性能,實驗通過對發射信號進行軟件重采樣的方法分別引入了10,20,30,40 和50 Hz 的多普勒頻移(依次對應1.2,2.4,3.6,4.8 和6 kn 航速下的多普勒頻移)。最后,疊加-8∶4∶20 dB 信噪比的帶內噪聲來模擬水聲信道中環境噪聲對系統性能的影響。

圖9 為在不同信噪比條件下,硬件對人工引入不同尺度多普勒頻移信號的多普勒估計結果。可以看出,當信噪比大于0 dB 時,各尺度多普勒估計值分別為50.18,40.69,29.84,20.35 和10.85 Hz,均達到了當前估計精度下最精準的結果;在信噪比低于0 dB 時,除了10 Hz 和20 Hz 中多普勒估計結果出現了少許的誤差之外(-4 和0 dB 時10 Hz的多普勒估計結果為13.56 Hz,-4 dB 時20 Hz 的多普勒估計結果為18.99 Hz),其他尺度多普勒的估計值仍取得了理想的結果。

圖9 多普勒估計結果Fig.9 Doppler estimation results

需要指出,10 Hz 和20 Hz 在低信噪比條件下多普勒估計中出現的誤差可能是以下2 個因素共同作用的結果。首先,實驗中通過軟件重采樣來仿真多普勒頻移,由于重采樣后信號的采樣點數需為整數,因此在重采樣過程中做了近似處理,其中引入10 Hz 和20 Hz 多普勒的過程中存在相對更大的誤差;其次,硬件信號采集的過程中也會存在系統誤差,無法做到與原信號采樣值完全一致,尤其在低信噪比的情況下由此產生估計誤差的可能性更大。

圖10 為半實物仿真的誤比特率(bit error rate,BER)結果。可以看出,在不同尺度多普勒頻移影響下的誤碼率曲線均隨信噪比的增強而逐漸下降。在0 dB 信噪比時,50 Hz 以內各尺度多普勒仿真信號的解調誤碼率均達到了10-2量級及以下;在4 dB 信噪比時,誤碼率均降至10-3量級及以下;在信噪比大于4 dB時,基本實現了零誤碼。總體而言,文中提出的基于DDS 變采樣的多普勒補償方案在半實物仿真實驗中取得了較為理想的結果,在中高信噪比和一定范圍多普勒的條件下可滿足水下移動平臺之間的穩定通信。

圖10 半實物仿真誤比特率結果Fig.10 Bit error rate results of hardware-in-the-loop simulation

4 結束語

針對水下特戰領域小型水下無人平臺移動水聲通信中強多徑、快變多普勒及低信噪比對可靠水聲通信造成的挑戰,結合HFM 前導序列、直接擴頻序列調制和差分編碼等方式,采用基于DDS變采樣的多普勒補償方案,該方案在低復雜度硬件實現的同時,可實現實時多普勒估計與補償的功能。

半實物仿真結果表明,在較低信噪比以及多徑條件下,文中提出的基于DDS 變采樣的多普勒補償方案可實現對多普勒頻移的精準估計,有效改善了50 Hz 以內多普勒影響下的系統通信性能,可保障6 kn 以內航速的水下移動平臺與控制基站之間的穩定通信。需要指出,文中所提多普勒補償方案現階段針對信號幀范圍內進行整體的多普勒估計與補償,在后續工作中將對幀內小范圍精細多普勒估計與補償開展進一步的研究。