聲表面波標簽的FSCW頻域閱讀器設計

陳 智, 陳智軍, 韓 宇, 朱衛俊, 王春濤

(1.南京航空航天大學 自動化學院，江蘇 南京 211106；2. 中電科技德清華瑩電子有限公司，浙江 德清 313200)

0 引言

聲表面波(SAW)標簽既可用于射頻識別，也可用于傳感和定位。射頻識別時，為了擴大編碼容量，通常采用脈沖時延結合相位的編碼方式[1]；溫度傳感時，通過反射柵間相對相位的變化進行信息解算[2]；定位時需關注反射柵的絕對相位，根據絕對相位與距離間的關系實現測距并進一步定位[3-4]。

傳統的時域采樣閱讀器需要對極短的回波信號采樣,因而需要使用高速模數轉換器(ADC)，導致系統成本偏高?；陬l率步進連續波(FSCW)的頻域采樣閱讀器，采用連續波作為發射信號，與此同時將發射信號與回波信號進行相干混頻至零中頻，獲取其頻域響應，因此只需進行慢速AD采樣，極大地降低了系統成本[5]。最后將采集到的系統頻域響應通過逆傅里葉變換(IFFT)從頻域轉換到時域，進行標簽的時延、相位等信息解算。本文給出了基于FSCW的聲表面波頻域閱讀器設計方案，包括快速變頻發射鏈路設計、正交相干零中頻接收鏈路設計，并使用實際制作的閱讀器對SAW標簽進行測試，將所得結果與矢量網絡分析儀測得結果進行對比，驗證了本文設計方案的有效性。

1 基于FSCW的頻域采樣原理

基于FSCW的頻域采樣閱讀器的工作原理類似于矢量網絡分析儀[6]。在進行頻域采樣時，發射鏈路采用頻率步進信號，其頻率步進范圍覆蓋傳感器響應帶寬。每步進一個頻率，測量相應回波信號與發射信號在幅值與相位上的差異，并以復數的形式進行記錄。當頻率步進完設計掃頻范圍時，可以得到標簽在被測帶寬內的頻域響應。

圖1為閱讀器發射的頻率步進連續波信號。第n次的發射信號可表示為

圖1 頻率步進連續波信號模型

x(n)=Acos[2π(f0+nΔf)t+θ0]

(1)

式中：A為信號幅值；f0為掃頻起始頻率；Δf為頻率步進值；θ0為發射信號初始相位；n=0,…,N-1為掃頻次數。掃頻帶寬B=(N-1)Δf。

具有p個反射柵的SAW標簽模型如圖2所示。其對應回波信號可表示為

圖2 SAW標簽模型

θ0+θi]

(2)

式中：p為反射柵的數量；αi、τi分別為第i個反射柵對應回波信號的衰減因子和時延；θi為第i個反射柵對應的相移，即絕對相位。

將發射信號分為兩部分，一部分用于激勵SAW器件，另一部分與SAW器件的回波信號進行硬件相干混頻。然后將混頻后所得的相互正交的I、Q路信號通過低通濾波器濾除高頻干擾項，得到的兩路低頻信號為

(3)

(4)

式中β為從發射信號分離出用于正交相干混頻的衰減系數。

由式(3)、(4)可看出，在相干混頻濾波后，得到的基帶信號消除了發射信號中未知的初始相位θ0的影響，進而可對標簽絕對相位信息進行測量。閱讀器每步進一個頻率，需要在此頻率上停留一定的時間，使得從標簽反射的回波信號的幅值和相位穩定后，再利用雙通道ADC同時對I、Q兩路信號進行采樣。采樣后的信號用復數可表示為

(5)

對頻域采樣數據做IFFT運算，得到對應的合成時域波形[7]為

(6)

式中：Il與Ql分別為Hl的實部和虛部，y=l-NΔfτi，0≤l≤N-1(l為離峰值響應最近的距離位置)，Hl的包絡可寫成:

(7)

在y=0，±N，±2N，…，±kN處|Hl|達到峰值，記l=li，可得：

(8)

2 頻域閱讀器設計方案

目前常用的FSCW信號發射方案通常采用變頻較快的直接數字頻率合成器(DDS)作為信號源，但DDS輸出信號的頻率一般較低，且高頻的DDS價格高，因此需要將DDS的輸出信號與高頻載波進行調制，得到對應的高頻信號[8]。

本文采用雙通道DDS分別輸出正交的I、Q兩路信號，以I、Q調制上混頻的方式產生所需信號。信號產生方案如圖3所示。圖中，ID(t)、QD(t)分別是DDS產生的兩路相位相差90°的正交信號，ILO(t)與QLO(t)分別為IQ調制器內部產生的相位相差90°的正交本振信號，SI(t)為ID(t)與ILO(t)兩路信號的混頻信號，SQ(t)為QD(t)與QLO(t)兩路信號的混頻信號，S(t)為SI(t)與SQ(t)經過IQ調制器內部加法器后的輸出信號。與傳統的使用DDS產生變頻信號與輸出固定頻率的鎖相環(PLL)進行混頻，然后用濾波器濾除低頻項相比，雙通道DDS具有更簡單的結構，且可極大地抑制鏡頻干擾，提高發射信號質量。閱讀器發射鏈路結構框圖如圖4所示。

圖3 本文FSCW信號產生方案

圖4 閱讀器發射鏈路結構框圖

本文通過調節DDS每個通道的頻率控制字、相位控制字等相關寄存器，可以實現正交兩路信號的獨立輸出，配合內置PLL的IQ調制芯片，可實現高頻信號的產生與快速變頻，產生高質量的FSCW信號。

設置發射鏈路信號掃頻范圍為915～930 MHz，掃頻步進100 kHz。使用頻譜儀測試閱讀器發射鏈路的FSCW信號頻譜如圖5所示。圖中,151個尖峰對應發射FSCW信號915～930 MHz，每次步進100 kHz的每個頻率分量信號。由圖5可看出，本文閱讀器發射的FSCW信號在掃頻帶寬內功率基本一致，表明本文閱讀器的發射鏈路具有較好的穩定性。

圖5 發射FSCW信號頻譜

由于基于FSCW的聲表面波頻域閱讀器工作在全雙工模式，接收時首先要考慮和解決收發隔離部分的設計。本文采用的雙向耦合器方案如圖6所示。其在收發隔離的同時，可將發射端耦合過來的本振(LO)信號引入混頻器，并與天線接收的回波信號進行正交相干混頻，完美匹配頻域閱讀器的要求，故選用雙向耦合器作為收發隔離開關。

圖6 雙向耦合器工作原理

閱讀器接收鏈路結構(見圖7)可分為LO路、RF路和混頻采樣電路3部分。LO回路的信號是通過雙向耦合器將部分發射信號耦合過來的信號，雖然耦合器存在一定的衰減，但其信號功率依然較大，故在LO路上需要設置一個衰減器。RF回路是標簽的回波信號，由于空間衰減和標簽的插入損耗，因而在RF路上設置兩級放大。將LO路信號與RF路信號通過1∶1巴倫轉換為差分信號，以增加信號的抗干擾能力，然后同步進入混頻器進行正交相干混頻來獲得相互正交的兩路頻域響應，將射頻信號轉換到基帶。與此同時，回波信號與本振信號相干可使最終解算的絕對相位保持穩定。經混頻后，得到的基帶信號中會耦合高頻雜波，需要對其進行低通濾波處理。同時在基帶對信號進行放大，使之與ADC的動態采樣范圍相匹配。最后使用采樣速率為1 MHz的ADC進行采樣，在極大地降低閱讀器成本的同時，滿足本文設計閱讀器的要求。

圖7 閱讀器接收鏈路結構框圖

在步進至頻率為930 MHz時對雙向耦合器進行頻譜測試，圖8(a)、(b)分別為使用高頻示波器的傅里葉變換功能測試得到的由雙向耦合器將部分發射信號耦合過來的功率為17.5 dBm的LO路信號以及經過衰減器衰減至3 dBm并進入混頻器前的LO路信號。由圖可看出，經過雙向耦合器耦合過來的LO路信號質量很好，噪聲很小。最終實際制作并焊接調試的閱讀器如圖9所示。

圖8 LO路信號測試

圖9 閱讀器PCB板

3 實驗測試與分析

為驗證本文設計的基于FSCW的頻域閱讀器對聲表面波標簽回波峰值時間與相位測量的準確性，使用三反射柵標簽進行實驗，其設計方案如圖10(a)所示。圖中，λ為波長。圖10(b)為經過制作、封裝后焊接在測試板上的標簽實物。

圖10 SAW標簽

實驗前首先需確定發射FSCW信號的各項參數。式(8)中最小時間分辨單元為1/(NΔf)，由此可看出，掃頻帶寬決定了測量結果在IFFT轉換到時域后的時間分辨率，掃頻帶寬越大，對應時間分辨率越高，但掃頻帶寬過大則會導致信號源成本過高，功耗增加，并且超出SAW標簽帶寬范圍的掃頻獲得的信息大多是無用的。結合實驗所使用的SAW標簽中心頻率為922.5 MHz，且所使用的標簽相鄰最近兩反射柵的距離為120λ，其對應的往返時延約為260 ns，為確保相鄰最近的回波峰值不混疊，要保證時間分辨率小于260 ns。綜合考慮，選取掃頻帶寬為915～930 MHz，對應時間分辨率為66 ns。與此同時，由式(8)可看出，最大不模糊時間為1/(2Δf)，因此，掃頻步進決定了測量結果在IFFT后的有效時域特性范圍，掃頻步進越小，對應可以觀測的時間范圍越大，但由于SAW器件的有效時域特性均在微秒級，再結合實驗使用標簽最遠的反射柵所對應的時延約為2 μs，為了保留一定余量，最終選取頻率步進為100 kHz，對應最大不模糊時間為5 μs。

實驗測試時，對于每個步進的FSCW頻點，均獲得該頻點處的頻域響應對應的I、Q值(實部和虛部)。依次步進，最終可獲得標簽在步進頻率范圍內的頻域響應。對獲得的頻域響應SI(n)+jSQ(n)取模值繪出的幅頻響應曲線如圖11(a)所示。僅從閱讀器采集到的頻域響應難以看出標簽所攜帶的信息，將頻域響應進行IFFT轉換至時域，繪制的幅度譜與相位譜如圖11(b)、(c)所示。由圖11(b)可看出標簽的3個回波峰值，由圖11(c)可獲得回波峰值對應的絕對相位。

圖11 閱讀器測量結果

將網絡分析儀掃描參數與閱讀器測試參數保持一致，對標簽的S11參數進行測量。網絡分析儀測得的幅頻響應曲線如圖12(a)所示，圖12(b)、(c)分別為標簽時域響應的幅度譜和相位譜。將本文設計閱讀器測量結果與網分測量結果進行對比，所得結果如表1所示。由表可看出3個峰值時延測量結果完全相同。在表1中，將相對相位定義為相鄰兩峰值點絕對相位的差，通過將兩者的相對相位信息進行對比可看出其誤差不超過4°，二者的相對相位基本一致。在絕對相位的測量中，通常由于測量儀器的硬件結構不同會導致絕對相位的測量存在一個固定偏差。由表1還可看出，本文閱讀器與網絡分析儀的絕對相位差的固定偏差約為29°，且絕對相位差間的偏差不超過4°，由此可看出本文閱讀器性能較好。

圖12 VNA測量結果

表1 閱讀器與VNA測量結果對比

為了驗證本文閱讀器絕對相位測量的重復性，使用閱讀器對SAW標簽進行4次重復測量，得到的峰值時延與絕對相位測量結果如表2所示。由表可看出，標簽回波峰值的時延完全一致，與此同時，絕對相位在4次測量中上下浮動不超過4°。測量結果表明，本文設計的基于FSCW的聲表面波頻域閱讀器具有較好的相干性，能夠準確測量SAW標簽回波峰值時間與絕對相位。

表2 閱讀器4次重復測量結果

4 結束語

本文設計了基于FSCW的SAW頻域采樣閱讀器。首先，基于FSCW信號測量頻域響應的原理，對信號模型進行推導分析；然后，采用雙通道DDS結合PLL，以IQ調制上混頻的方案設計閱讀器發射鏈路，在接收鏈路中采用雙向耦合器的方案，將回波信號與發射信號進行正交相干混頻，獲得SAW標簽的頻域響應；最后，對實際制作的頻域閱讀器進行實驗測試，并將所得結果與網絡分析儀進行對比，表明本文設計的閱讀器具有良好相干性且對SAW標簽回波峰值時間與相位測量具有較高的準確性，充分說明了本文閱讀器設計方案的有效性。本文設計的基于FSCW的SAW頻域采樣閱讀器成本低，變頻速度快，結構簡單，能夠實現峰值時延與絕對相位的精確解算，具有較大的實用意義。