基于電壓源型PWM整流電路的輸電線路測量與感應取電一體化互感器實現方法

王祎凡 任春光 張佰富 楊 宇 韓肖清

基于電壓源型PWM整流電路的輸電線路測量與感應取電一體化互感器實現方法

王祎凡1任春光1張佰富1楊 宇2韓肖清1

（1. 太原理工大學電力系統運行與控制山西省重點實驗室 太原 030024 2. 國網山西省電力公司檢修分公司 太原 030024）

輸電線路在線監測技術是實現能源互聯與輸配電系統安全穩定運行的重要保障。傳統的電流互感器（CT）為在線監測設備供電時，輸電線電流的大范圍波動，不僅會導致小電流時CT取能不足、大電流時CT磁心飽和的問題，而且會進一步影響輸電線路電流實時監測的準確性。針對上述問題，該文提出一種基于電壓源型PWM整流電路（VSR）的測量與感應取電一體化互感器的實現方法，根據CT一次電流的大小控制VSR工作在不同模式，實現CT二次側阻抗從容性到感性的動態調節，保證取電CT在一次電流大范圍變化時，維持穩定的輸出電壓。同時通過對二次側等效阻抗及勵磁電流進行等效建模及計算，從而實現對一次電流的精確測量。仿真與實驗驗證了該方案的有效性。

感應取能 電流監測 穩定輸出電壓 電流互感器

0 引言

隨著智能電網的大力建設，高壓輸電線路運行狀態的實時監控越來越受到重視。高壓輸電線的監控設備通常工作于超高電位和強磁環境下，由于直接暴露在野外，線路距離長且分布范圍廣，因此穩定可靠性更高的電源是實時監控設備安全穩定運行的基礎[1-2]。

近年來，中外學者對輸電線路在線監測裝置供電問題進行了大量卓有成效的研究。輸電線路在線監測系統常見的供電方法主要有蓄電池供電[3]、風能太陽能蓄電池組合供電[4]、激光供電[5]、電場供電[6-7]及磁場供電[8-10]等?，F有的供電方法中，采用電池供電不適合對供電功率要求較高的場合，且更換頻繁，難以保證在線監測設備長期運行；太陽能蓄電池供電不適合在陽光不足的地區使用，且灰塵不易清洗，降低了取電效率；激光供電需要在地面上用低壓電源產生激光，要求條件苛刻，且運行成本相對較高；電場供電不適合為地下電纜監測設備供電，且由于供電功率較低，難以保證大多數在線監測裝置的可靠運行。綜上所述，由于高壓產生的超高電位的影響，如果采取非等電位取能，對于絕緣的要求較高，需要較大的絕緣設備，導致取電與測量裝置體積增大，其中最棘手的問題即為取電模塊與整流傳輸元間的過電壓保護和電氣隔離問題，若處理不當可能會因為電壓過高而帶來后續電路的損壞，而磁場供電利用電磁感應原理，取電電流互感器（Current Transformer, CT）將從導線獲得的能量通過光纖或無線傳輸的方式給地電位設備供電，不受絕緣問題的限制。取電CT使用壽命長、適應性強和易于維護的特點，使其具有供電可靠性高、受環境影響小等顯著優點。然而，由于輸電線路的運行條件和取電裝置制造成本的限制，要求CT鐵心由兩個半圓柱鐵心拼接而成、質量不能過大，且一次側匝數為1。這增加了取電CT在一次電流（正弦）大范圍波動條件下保證輸出的電能穩定可控的難度[11-13]。測量方面，傳統CT由于勵磁電流的存在，導致實際值與測量值之間存在誤差[14]。此外，傳統CT易受到繞組異常電流（如諧振過電流、電容充電電流、電感啟動電流等）的影響[15]，當CT流過異常電流時，二次側易產生數千伏甚至上萬伏的過電壓。這不僅給二次系統絕緣造成危害，還會使CT因過激而燒損，甚至危及運行人員的生命安全。

針對上述感應取能及一次電流監測存在的問題，文獻[16]設計了一個端面為多齒形的特殊C型鐵心，增加了鐵心拼接時的接觸面積，有效降低了漏磁的影響，但加工困難且造價較高。文獻[17]提出了一個與功率線圈的自感諧振的串聯補償電容器，通過勵磁補償增強從磁場中獲取的能量。該模型有效提高了電流互感器輸出的功率，但是一次電流過大時容易引起鐵心飽和，并且在輸電線路電流波動較大情況下難以提供穩定的輸出功率。文獻[18]采取雙鐵心并行工作方式，選擇合適的鐵心適應一次電流的變化，提升了取電裝置的工作范圍，但電流過大時必須通過穩壓管泄放二次電流。文獻[19]設計了一個二次側為多抽頭的電流互感器，根據一次電流的變化選擇合適的抽頭，提升了電流互感器的工作范圍，但采用多抽頭繞組增加了能量收集系統的體積和質量，并且機械結構容易磨損和退化。文獻[20]提出了一種集磁環式光學CT的自校正測量方法，該方法通過增加基準電流源、自校正線圈和遠端采集單元，完善了自校正測量系統，提高了測量靈敏度，但其傳感源對溫度和振動比較敏感，且信號處理部分的線路比較復雜。文獻[21]采用羅氏線圈測量電流，因其具有線性度好、靈活和非嵌入式等優點，可實現大范圍的電流測量，但羅氏線圈與CT相比，由于缺少高磁導率鐵心而使靈敏度較低，易產生誤差。文獻[22]采用一種數字補償法，該方法對鐵心參數校驗后，通過獲取瞬態二次電流，并考慮磁滯效應，利用磁化電流對其進行調整，有效提高了CT精確度，但該方法的準確性過于依賴對鐵心特性參數的校驗，而實際運行和校驗時的鐵心特性參數會出現不可忽略的差異，導致該方法存在不可避免的誤差。綜上所述，現有的取電CT難以做到大電流范圍內的連續取能，現有的測量CT難以在電流連續波動的情況下，準確檢測電流，以致無法實現取電功率的連續自適應調節及一次電流的實時監測。此外，雖然市場已有喚醒電流很小的取電CT，但其取電功率往往很?。ㄒ话銥閙W級，不超過5W），隨著新一代數字化電力系統的發展要求，現有鐵心取電功率已不能滿足諸如5G通信設備（或長距離高帶寬通信設備）、視頻采集等大功率監測傳感等設備（通常在10W以上）的供電需求，因此亟需研發更大功率的取電CT。

針對一次電流大范圍波動的情況下同時實現電能獲取及一次電流實時監測的難題。本文提出了一種測量與感應取電一體化裝置，并在保證輸出額定功率30W、工作電流范圍60～500A的情況下進行了相關設計，主要圍繞以下兩點進行研究：①一次電流在60～500A范圍變化時，取電裝置能夠保持輸出80V的穩定電壓；②取電裝置在輸電線路電流波動的情況下，能夠有效調控勵磁支路，從而以精確度1%的標準實時監測輸電線路電流。

1 測量與取電一體化裝置的模型及分析

1.1 取電特性分析

取電裝置的內部結構與變壓器類似，均是由鐵心和繞組構成，二者的主要區別在于繞組匝數和線徑粗細。一個主體為開氣隙鐵心的典型取電裝置如圖1所示。

圖1 取電裝置示意圖

式中，Xm為勵磁感抗；f為取電頻率；為一次電流；為二次繞組匝數。

由式（2）可知，取電頻率越高，工作磁通密度越大，鐵心質量越大，鐵心損耗越大。

同種材料中，勵磁電感m的大小取決于鐵心的有效截面積和磁路長度，通常用電感系數L表示，即

由式（3）可知，勵磁電感隨著鐵心的有效截面積的增大而增大，隨著磁路長度的增大而減小。由于硅鋼片的磁滯回線面積較小，且工藝成熟，造價低廉，為減小鐵心損耗，本文鐵心采用含硅量較高的薄硅鋼片疊成。

1.2 測量特性分析

傳統CT在測量一次電流大小時，為便于二次側儀表測量，需要轉換為統一的電流，且認為CT工作在理想狀態（忽略勵磁電流），二次側等效電路如圖3所示。二次電流為

傳統CT為了減小勵磁電流帶來的誤差，二次側的測量負載通常很小，使得電力系統正常運行時，CT勵磁阻抗遠大于負載阻抗，勵磁電流很小，誤差可忽略不計。但是，當電力系統發生故障或者一次電流大范圍波動時，易導致CT的鐵心飽和，使得勵磁阻抗減小，勵磁電流增加，CT誤差增大。為確保繼電保護裝置正確動作，CT誤差越小越好。故若能在一次側大范圍的電流波動下檢測出勵磁電流大小，將極大減小傳統CT的測量誤差，從而提高CT的測量準確度。

1.3 鐵心選型及匝數設計

對于電子電流互感器，如果電子電路的電源供應不穩定，系統工作的可靠性和精度會受到影響。為保證能量的持續可靠供應，降低功率損耗，取能電源設計的基本需求是：①滿足供應電路的功率需求；②能夠無間斷地長時間穩定工作。相應的設計思路是：①預設互感器的運行參數，包括但不限于額定啟動電流v、額定功率N和額定電壓N等；②CT無間斷地長時間穩定工作的關鍵就是能夠在一次側（輸電導線）小電流時，通過勵磁使CT取得足夠的功率；一次側大電流時，通過去磁使CT獲得穩定功率。

在預設CT的額定啟動電流v、額定功率N和額定電壓N等參數后，匝數的設計應使得CT獲取的電能盡可能多地傳遞給負載，鐵耗電阻m應盡可能大?？刂齐妷涸葱蚉WM整流（Voltage Source PWM Rectifier, VSR）電路為容性補償狀態與m發生并聯諧振時，可得到匝數S為

當負載電阻L遠小于鐵耗電阻m時，CT一次側獲取的電能幾乎全部流向負載，此時有

式（7）表示的是鐵耗電阻m無窮大的理想情況，即鐵心損耗無限小。但實際鐵磁材料必然存在最低鐵損要求，故設計得到的實際匝數應小于通過式（7）計算得到的S，并從S開始依次減小，直到理論鐵損滿足實際鐵損要求。

確定S大小后，可計算鐵心損耗Fe為

鐵損Fe不是一個任意可取的值，材料的型號限制了鐵心的最小損耗，使得鐵損不能無限制地追求最小。同時，鐵損不能過大，鐵損越大浪費的質量越多，一般要求鐵損低于額定功率的5%。因此鐵損校驗應滿足

式中，Fe_min為鐵磁材料的最小單位鐵損，硅鋼片最小單位鐵損約為0.5W/kg；c為鐵心的質量。

鐵心選型及匝數設計總體流程如圖4所示。若計算結果Fe小于下限（如硅鋼片下限約為0.5c），則說明鐵損過小，實際中沒有匹配的鐵磁材料，此時可采取的方法有減少匝數、提高額定啟動電流v、減少負載取電功率N等；若計算結果大于上限，則說明鐵心利用率不高而導致損耗過多，此時可采取的方法有增加匝數、降低額定啟動電流v或增加負載取電功率N。

圖4 鐵心選型及匝數設計流程

2 測量與取電一體化裝置統一控制策略

單相全橋PWM整流電路如圖5所示，VSR電路不僅能夠實現AC-DC的變換，還能實現阻抗變換的功能，通過控制VSR可實現不同工況下對二次側輸出特性的調整且根據補償特性實時反饋一次電流大小，實現測量與取電一體化功能。

為了便于說明，本文采用取電裝置二次側等效電路進行闡述等效電路如圖6所示，s為一次電流（即輸電線路電流），S為二次側匝數，m為鐵耗電阻，m為勵磁電感，L為模擬負載電阻。

圖5 單相全橋PWM整流電路

圖6 取電裝置二次側等效電路

2.1 取電控制策略

根據一次電流的變化，可將VSR的控制模式分為全補償、部分補償、無補償和去磁控制四個部分，如圖7所示。

圖7 控制模塊劃分

2.1.1 勵磁補償策略

通過VSR容性補償勵磁支路，使得鐵心內磁通密度增加到工作磁通密度m，二次側感應電壓增加，從而使負載獲取到額定功率N，由此實現在一次側小電流時，取電裝置也能獲取足夠的功率。根據一次電流s的不同，可將勵磁補償策略分為三種：

1）全補償控制策略

鐵心開始磁化時，一次電流較小，即s≤v。此時磁場較弱，在磁化曲線中，由于磁疇的慣性，隨著磁場強度的增加，磁通密度增加得較慢，取電裝置輸出功率達不到額定功率N。VSR根據輸入電壓2的大小，控制取電裝置工作在容性狀態，故輸入電壓2應滿足

在此工況下，控制VSR工作在容性狀態，完全補償勵磁感抗m的大小，則與VSR等效的電容P為

根據最大功率傳輸定理，當L=m時，負載L可獲得最大功率max，即

但此時也有鐵心損耗Fe=max，這會導致鐵心飽和而引起鐵心發熱損壞，故實際應當在鐵心損耗最小的前提下取得最大功率，此時負載L和實際最大功率Re分別為

2）部分補償控制策略

隨著一次電流的增加，即有

式中，c為取電裝置容性補償的臨界電流。

磁場不斷增強，材料內部大量磁疇開始轉向，趨向于磁場方向，此時磁通密度迅速增加，但取電裝置仍不足以輸出額定功率N。此時，輸入電壓2應滿足

在此工況下，VSR僅用部分容性補償，就能使得輸出功率達到額定值。假設此時補償電路的輸出電流大小為P，則可得VSR在容性狀態下等效的感抗P和二次側總等效感抗eq為

3）無補償控制策略

若外磁場繼續增加，大部分磁疇已趨向于外磁場方向，可轉向的磁疇越來越少，隨著的增加，只有少數磁疇繼續轉向，值增加逐漸緩慢。一次電流s滿足

此時，輸入VSR電路的電壓2與額定電壓N相等或電流大小仍處于鐵心的非飽和區，即

在此工況下，VSR不做調節，僅實現整流功能。

2.1.2 去磁控制策略

通過VSR感性去磁CT的勵磁支路，使得鐵心內由飽和點降低到m，二次側感應電壓下降。由此實現取電裝置在一次側大電流時也能輸出穩定的電壓，從而保證其能以額定功率N持續不斷地運行。

在此工況下，VSR工作在感性狀態，調節二次電壓大小至工作點額定電壓N，則VSR在感性狀態下等效的感抗P和二次側總等效感抗eq為

2.2 一次電流監控策略

電力物聯網在運行時，實時監測輸電線路的運行狀態對物聯網的運行和維護具有重大意義。在一次電流大范圍波動的情況下，通過VSR對CT二次側進行穩壓后，勵磁阻抗將長期維持在恒定的范圍內。由此，根據VSR的控制策略選取對應的一次電流計算方法。

當s≤v時，VSR工作在全補償狀態。該工況下，勵磁電感m與單相VSR等效電容P發生并聯諧振，故此時一次電流s為

當v＜s＜c時，即VSR工作在部分補償狀態。該工況下，勵磁電感m與單相VSR等效電容p可看作二次側總等效感抗eq，故此時一次電流s為

3 測量與取電一體化裝置仿真特性分析

3.1 電磁特性分析

根據上文所述設計方法，本文采用的鐵心參數見表1。

表1 CT的鐵心參數

Tab.1 Core parameters of CT

采用有限元法仿真得到的磁通密度分布如圖8所示，鐵心離輸電線越近的區域，磁通密度越大。另外，通過比較圖8a和圖8b可以看出：①氣隙會降低整個鐵心的磁通密度，由于鐵心由兩個半圓柱拼接而成，拼接處氣隙的存在將導致鐵心等效磁導率大幅下降；②為了抑制鐵心飽和，只需降低鐵心離輸電線最近的區域的磁通密度即可。

圖8 磁通密度分布

3.2 測量與取電特性對比分析

首先，設定多個不同的一次電流，驗證VSR對測量與取電裝置的補償效果。測量與取電裝置和本文所提傳統電流互感器在不同電流下的輸出負載電壓大小對比如圖9所示。

圖9 VSR的仿真結果

由圖9可知，在一次電流不斷變化的情況下，傳統電流互感器在一次電流較小時，輸出電壓較低；一次電流較大時，鐵心飽和，電壓波形畸變，無法穩定地輸出電壓。相比之下，帶有VSR的測量與取電裝置能夠在電流波動時維持相對穩定的電壓。

其次，為了驗證二次繞組數對輸出電壓的影響，以額定匝數180作為對照組，選擇匝數130和230為實驗組進行仿真，結果如圖10所示。

由圖10可知，當匝數小于額定匝數時，在一次電流變化范圍內，測量與取電裝置工作點下移，輸出電壓降低。當匝數大于額定匝數時，若一次電流過小，測量與取電裝置工作點下移，輸出電壓降低；若一次電流增加，測量與取電裝置工作點逐漸上移，并最終達到額定電壓。

最后，通過單相VSR的補償和整流特性，實現測量與取電一體化功能。測量與取電得到的輸出直流電壓如圖11所示。由圖可知，通過單相VSR，測量與取電裝置實現了當一次電流較小時，采用勵磁補償，將輸出直流電壓提升至額定電壓80V；一次電流較大時，通過去磁控制，將輸出直流電壓穩定在80V。

圖11 測量與取電的仿真結果

4 測量與取電一體化裝置的實驗分析

在測量與取電一體化裝置實際運行時，根據取電控制策略，單相VSR整流電路將輸入電壓信號作為控制條件選擇合適的工作模式。在本實驗中，調節大電流發生器模擬輸電線路母線載流波動情況，并可根據一次電流監控策略實時獲取輸電線路電流大小。本實驗搭建的實驗平臺如圖12所示。

圖12 實驗平臺

調節大電流發生器改變輸入電流大小，比較有無VSR在不同一次電流下的負載端電壓和電流大小，如圖13所示。由圖13可以看出，一次電流為60A時，含有VSR的電路將輸出電壓從73.53V提升至85.85V。在一次電流為150A、300A和500A時，無接入VSR的二次電壓已經嚴重畸變為尖頂波，此時鐵心飽和，發熱嚴重，長期運行會導致鐵心損壞，危及整個設備安全。而通過VSR的去磁控制后，有效抑制了鐵心飽和，解決了大電流時輸出電壓波形失真的問題并將輸出電壓穩定在83V左右。

同時，根據一次電流監控策略測量并計算出有無VSR在不同一次電流時的誤差，見表2。

表2 實驗測量電流值的比較

Tab.2 Comparison of experimentally measured current values

由實驗結果可得，在含有VSR的情況下，測量與取電裝置實現了在一次電流大范圍波動時，持續穩定地輸出電壓，有效地避免了在一次側小電流時取電功率不足，大電流時因鐵心飽和而導致波形畸變的問題。由表2可知，測量與取電裝置成功解決了在一次側大電流時由于勵磁阻抗的下降而導致誤差變大的問題，并以較高的準確度測量出了一次電流大小。

5 結論

現有CT難以在輸電線路電流大范圍波動時穩定供電，且不斷變化的勵磁電流也使得一次電流的測量準確度下降。本文針對220kV及以上電壓等級輸電線路一次電流大范圍變化的工況，提出取電與測量一體化裝置控制策略，以及減少勵磁電流誤差的測量方法。

該方法根據一次電流大小動態調節VSR，輸出和穩定電壓。當一次電流較小時，采用勵磁補償模式，提高輸出功率和電壓；當一次電流過大時，采用去磁模式降低電壓，輸出期望功率。同時，對應各個控制模塊采用相應的一次電流計算方法，從而實現對一次電流的實時監控。

最后，通過仿真和實驗說明，本文提出的基于VSR的測量與感應取電一體化裝置，實現了一次電流在60～500A范圍內保持輸出80V穩定電壓，并能以相對誤差小于1%的準確度實時反饋一次電流的大小。

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Implementation Method of Integrated Transformer for Transmission Line Measurement and Inductive Power Taking Based on Voltage Source PWM Rectifier

Wang Yifan1Ren Chunguang1Zhang Baifu1Yang Yu2Han Xiaoqing1

（1. Shanxi Provincial Key Laboratory of Power System Operation and Control Taiyuan University of Technology Taiyuan 030024 China 2. State Grid Shanxi Electric Power Company Maintenance Branch Taiyuan 030024 China）

The online monitoring technology of transmission lines is an important guarantee for realizing the safe and stable operation of energy interconnection and transmission and distribution systems. When the traditional current transformer (CT) supplies power to the online monitoring equipment, the large fluctuation of the current will lead to the problem of insufficient energy harvest of the CT at low current and saturation of the CT magnetic core at high current. In measurement, traditional CT has measurement error due to the excitation current and is susceptible to the influence of winding abnormal current. To address these issues, this paper proposes an implementation method of the integrated transformer based on voltage source PWM rectifier (VSR) for measurement and induction energy. This method controls the VSR to work in different modes according to the magnitude of the CT primary side current, thus achieving accurate measurement of the excitation current and primary side current.

Firstly, a scheme of core selection and turn number design is presented, which can effectively reduce the volume and weight of CT. Secondly, control modes of VSR is described, which can be divided into four parts: full compensation, partial compensation, no compensation and demagnetization control. Thirdly, the discriminant criteria for VSR in each mode of operation and the applicable current range for each mode are introduced. Fourthly, the control strategy of each mode and its effect after control are introduced, which can output a continuously stable voltage and maintain the excitation impedance within a constant range for a long time. Finally, the measurement method of excitation current and the corresponding calculation method of primary side current in each mode are introduced, which can avoid the error caused by the nonlinear characteristics of the iron core and the change of the excitation current to accurately obtain the primary side current. In this integrated strategy, the VSR is dynamically adjusted according to the primary side current to output and stabilize the voltage. When the primary side current is low, the excitation compensation mode is adopted to improve the output power and voltage; When the primary side current is too high, the demagnetization mode is used to reduce the voltage and output the desired power. Meanwhile, the corresponding primary side current calculation method is adopted for each mode, so as to realize the real-time monitoring of the primary side current.

Simulation results of different primary side current figures show that, when the primary current of traditional current transformer is low, the output voltage is low. When the primary side current is high, the iron core is saturated, the voltage waveform is distorted. In contrast, the measuring and power taking device with VSR can maintain a relatively stable voltage when the current fluctuates. Comparison of experimental output waveform show that, when the primary side current is 60A, the circuit containing VSR increases the output voltage from 73.53V to 85.85V. When the primary side current is 150A, 300A and 500A, the secondary side voltage has been seriously distorted into a spike wave. After the demagnetization control of VSR, the saturation of iron core is effectively suppressed, the problem of output voltage waveform distortion in high current is solved, and the output voltage is stabilized at about 83V.

The simulation and experiments results show: ①When the primary side current varies in the range of 60-500A, the CT can maintain a stable voltage of 80V and a power output of 30W. ②The excitation branch can be effectively regulated to monitor the transmission line current in real time with 1% accuracy.

Induction energy, current monitoring, stable output voltage, current transformer

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220539

TM452

王祎凡 男，1997年生，碩士研究生，研究方向為高壓取電裝置及其電磁理論。E-mail：wyfswjtu1214@163.com

任春光 男，1989年生，副教授，碩士生導師，研究方向為電力電子變換器建模與控制、電能路由器和微電網運行與控制。E-mail：renchunguang55@163.com（通信作者）

國家自然科學基金項目（51807130）、山西省高等學?？萍紕撔马椖浚?020L0065）和山西省重點研發計劃（202102060301012）資助。

2022-04-07

2022-05-10

（編輯 李冰）