寬增益多模式的三相LLC諧振變換器

孫曉鈺，劉春喜

（遼寧工程技術大學 電氣與控制工程學院，葫蘆島 125105）

0 引言

新能源汽車的出現是實現環境保護與經濟發展的平衡所邁出的重要一步。如今市面上的新能源汽車的生產標準并沒有統一，滿足不同型號汽車充電對充電樁中DC-DC變換器的性能提出了更嚴峻的挑戰[1～4]。

LLC諧振變換器因其良好的特性廣泛的應用在充電樁領域[5,6]。為了實現寬增益范圍，LLC諧振變換器的調頻范圍較寬，在開關頻率較高時會導致損耗增加。目前對寬增益與工作頻段的研究主要分為三類。第一類方法是將拓撲級聯，構成多級電路。文獻[7]中提出一種四開關Buck-Boost+LLC級聯變換器，后級LLC變換器工作在諧振頻率附近，通過調節Buck-Boost電路的占空比，實現電路增益的調節。采用級聯的方案在電路中增加前級或者后級電路，使得電路的控制方式變得復雜，同時額外的元器件增加了電路的成本。第二類方法是增加元器件，改變諧振參數[8]。文獻[9]中提出一種高增益對稱型LCLC諧振變換器，將一個LC支路并聯于變壓器的一次側代替勵磁電感，可以增大變換器電感比實現寬范圍的增益。文獻[10]提出了一種雙變壓器拓撲，在諧振回路中串聯了變壓器和一組雙向開關管，副邊增加了整流橋。通過對開關管的控制，變換器的諧振參數和變壓器變比發生改變，實現寬范圍的增益。這類方法需要在電路中加入了額外元件，使變換器的體積進一步增加。同時，增加的元器件改變了原有的增益曲線，使變換器的參數設計變得復雜。第三類方法是改變電路的控制方式，從而實現寬增益[11]。文獻[12]在半橋三電平LLC變換器拓撲的基礎上提出一種三段式的混合控制策略，在高增益的情況下采用調頻控制，在中增益采用移相控制。當達到移相角臨界值時，采用變頻burst控制。通過控制模式的切換，拓寬了增益范圍。這種方法需要在電路中加入其他的檢測電路，控制方式較為復雜。

針對上述的問題，本文提出了一種寬增益多模式的三相LLC諧振變換器。采用變頻控制的方式，通過對逆變側開關管驅動的改變，電路可工作在低增益、中增益、高增益三種模式。通過模式的切換實現窄工作頻段和連續的寬電壓增益。通過實驗，驗證了該拓撲的可行性。

1 變換器工作原理

1.1 變換器電路拓撲

開關管Q1～Q7構成三個半橋橋臂，D1～D7和C1～C7分別為開關管Q1～Q7的體二極管和寄生電容。T1，T2，T3、Lr1，Lr2，Lr3、Lm1，Lm2，Lm3和Cr1，Cr2，Cr3分別為變壓器、諧振電感、勵磁電感和諧振電容。三個變壓器變比相同，三相諧振參數相同。D8～D20為整流二極管。根據所需增益對開關管Q1～Q7的控制，電路可以工作在低增益、中增益、高增益三種模式，從而滿足增益要求，得到相應的輸出。

該拓撲與傳統的三相LLC諧振變換器相比，原邊逆變部分加入一個開關管，增加了電路自身的自由度，使電路可以工作在三種模式。副邊的整流部分是由三個整流橋串聯構成。與三相整流相比，通過串聯的方式可以擴大輸出電壓。

圖1 變換器電路拓撲

1.2 工作原理

1）低增益模式

低增益模式的簡化電路和主要工作波形如圖2所示。開關管Q1、Q6保持持續導通狀態，開關管Q3、Q4、Q7斷開，開關管Q2、Q5的驅動信號互補，并且含有死區。變壓器T3不工作。實現主要整流作用的是D8～D11、D12～D15。在該模式下，兩個諧振槽均工作在半橋狀態，變壓器T1、T2原邊A、B兩點與B、C兩點之間的輸入電壓均為0～Vin的方波，兩個變壓器向負載側傳輸能量，流經兩相諧振電感的電流大小相等。

圖2 低增益模式的工作狀態

2）中增益模式

在該模式下的簡化電路和主要工作波形如圖3所示，開關管Q4持續導通，開關管Q2、Q5斷開，開關管Q1、Q6的驅動信號相同，開關管Q3、Q7的驅動信號與之互補，即對角驅動。由于第二相的開關管斷開，變壓器T1、T2的原邊相當于串聯，A、C兩點之間輸入電壓為-Vin～Vin的方波。變壓器T3原邊C、D兩點間輸入電壓為0～Vin的方波。變壓器整流側三個H橋均參與主要的整流工作。流經諧振電感Lr1、Lr2的電流相等，并且相位相差180度。

圖3 中增益模式的工作狀態

3）高增益模式

在該模式下，電路逆變部分的工作方式與傳統三相橋式逆變相同，具體簡化電路如圖4(a)所示。開關管Q7保持持續導通狀態，開關管Q1和Q4、Q2和Q5、Q3和Q6共三組，每組的驅動信號互補且帶有死區，三組之間的驅動信號各相差120度。變壓器T1、T2、T3原邊為角形連接變壓器，副邊連接對應的H橋。主要的工作波形如圖4(b)所示，每個變壓器原邊輸入電壓均為-Vin～Vin的三電平方波，流經諧振電感Lr1、Lr2、Lr3的電流相位相差120度，每相電流的幅值相等。

圖4 高增益模式的工作狀態

2 增益特性分析

2.1 交流等效電阻

由于每個模式下諧振槽的工作情況不同，在分析電路等效電阻的時候，針對每個諧振槽進行分析。根據模式的不同，輸入電壓可以分為0～Vin的半橋狀態，-Vin～Vin的全橋狀態，-Vin～Vin的三相橋狀態。當諧振網絡的輸入為0～Vin的半橋狀態，-Vin～Vin的全橋狀態時，交流等效電阻為：

當諧振網絡的輸入處于-Vin～Vin的三相橋狀態。該狀態下電壓的幅值雖然與全橋狀態相同，但三相橋狀態存在電壓值為零的區間，即波形為三電平方波。將輸入電壓進行傅里葉展開可以得到：

同樣，可以得到輸入電壓vi3的基波有效值為：

則諧振腔的輸出電壓的有效值Vd3.F為：

等效負載上的電流基波表達式為：

輸出電流為等效負載電流的平均值，則

根據式(4)和式(6)，當變壓器變比為n:1時，得到交流等效電阻為：

2.2 增益特性分析

通過基波等效分析法，對變換器的增益特性進行分析。根據變換器工作模式圖2(a)～圖4(a)，可以總結出變換器三個模式的基波等效模型如圖5所示。

圖5 變換器基波等效電路模型

在低增益模式的工作情況下，基波等效電路如圖5(a)所示。VAB、VBC為0～Vin的方波，即原邊側兩個半橋同時向副邊傳遞能量，即每個諧振槽對應一半的等效負載。由于兩相諧振參數相同，則每個諧振槽的對應的電感比和品質因數為：

在中增益模式的工作情況下，變換器的基波等效電路如圖5(b)所示。VCD為0～Vin的方波，即工作在半橋狀態，VAC為-Vin～Vin的方波，即工作在全橋狀態。每個諧振槽對應的等效負載為Req1/3，則每個諧振槽的對應的電感比和品質因數為：

在高增益模式的工作情況下，變換器的基波等效電路為圖5(c)。VAB、VBC、VCD為-Vin～Vin的三電平方波，工作在三相橋狀態。每個諧振槽對應的等效負載為Req3/3，則電感比和品質因數分別為：

利用基波等效分析法和圖6(a)所示的等效電路可以得到變換器每個諧振槽的電壓增益為：

其中，fn=fs/fr，fn、fs和fr分別為歸一化頻率、工作頻率和諧振頻率。

通過電壓增益的表達式可以看出，造成增益變化的主要因素為k、Q。根據對電感比和品質因數推導，三種模式的諧振槽的電壓增益存在G1＞G2＞G3的關系。公式15所表示的為變換器的輸出電壓，從中可以看出變換器輸出電壓是由模式中每個諧振槽的增益和輸入電壓、變壓器變比和諧振槽數量決定的。總電壓增益如式(16)所示。由于高增益模式中每個諧振槽輸入電壓周期的三分之一為零電平，在進行電壓增益計算時要進行處理。

根據上述分析，可以得到變換器在各個模式下諧振槽對應的參數和總電壓增益，將其總結如表1所示。

表1 諧振槽參數與電壓增益

利用MATLAB繪制三個模式的增益曲線如圖6所示。其中黑色圓點表示模式間的切換點，黑色加粗曲線代表變換器的工作過程。從圖中曲線可以看出，通過模式間的切換，變換器可以實現較寬的增益范圍。圖7為傳統三相星形連接LLC諧振變換器的增益曲線[13]，與圖6中增益曲線對比，雖然可以實現0.8～2.1倍的增益范圍，但是，最高工作頻率達到200kHz，工作頻段為46kHz～200kHz。而圖6中拓撲的工作頻段為67kHz～150kHz，明顯工作頻率更窄，減少了變換器高頻段的損耗，也更有利于后續磁件的設計。

圖6 三個模式下的增益曲線

圖7 三相星形連接LLC諧振變換器的增益曲線

3 實驗驗證

3.1 實驗參數

為了驗證本文中提出的寬增益多模式的三相LLC諧振變換器的可行性，設計并搭建了1.4kW的實驗樣機，如圖8所示。根據階段式充電特點，將具體的工作模式分為恒流階段和恒壓階段。恒流階段為低增益、中增益、高增益切換運行，輸出電流恒為3.3A，輸出電壓為160V～420V。恒壓階段主要是處于高增益模式，輸出電壓為420V。樣機的具體參數如表2中所示。

圖8 樣機實驗系統

表2 主要實驗參數

3.2 實驗結果

圖9～圖11是在恒流階段變換器低增益模式至高增益模式的實驗波形。圖9為變換器工作在低增益模式下的實驗波形，此時變換器輸出電壓為190V。輸入電壓均為0～400V的兩電平方波，流經兩個流經諧振電感Lr1、Lr2的電流ir1、ir2相等，即兩個諧振槽傳輸的功率相等。圖10為變換器工作在中增益模式的情況下輸入電壓和流經諧振電感Lr1、Lr3的電流波形，此時輸出電壓為290V。其中，VAC是-400～400V的兩電平方波，VCD是0～400V的兩電平方波。圖11為變換器工作在高增益模式的實驗波形，此時輸出電壓為390V。輸入電壓VAB為-400～400V的三電平方波，三相諧振電流波形之間相等，存在著120°相位差，可以看出三個諧振腔傳遞的功率相等。

圖9 低增益模式實驗波形

圖10 中增益模式實驗波形

圖11 高增益模式實驗波形

在恒壓階段變換器的實驗波形如圖12所示。變換器輸入電壓為400V。圖12(a)、圖12(b)分別為變換器在滿載、10%負載的情況下的輸出電壓、諧振電流波形，從圖中可以看出輸出電壓為420V。

圖12 恒壓階段實驗波形

從恒壓階段和恒流階段的實驗結果可以看出，變換器的工作波形與圖2～4中波形一致，驗證了變換器理論分析的正確性。同時，通過三個模式的切換工作，變換器可以輸出160V～420V電壓，即實現了0.8～2.1倍的寬增益范圍。

圖13輸出電壓與工作頻率的關系曲線。從圖中可以看出變換器工作頻率在為67kHz～150kHz之間，在實現所設定的寬增益范圍的同時，變換器可以維持在較窄的工作頻率范圍。

圖13 工作頻率曲線圖

圖14是變換器的效率曲線。變換器從低增益模式開始切換，直到高增益模式，輸出電壓逐漸升高。同時，根據實驗中的效率和工作頻率范圍，選擇260V、360V作為模式的切換點。在輸出電壓為285V時，效率最高可以達到93.5%。

圖14 效率曲線

4 結語

針對LLC諧振變換器應用于汽車充電領域存在增益范圍小的問題，提出了一種寬增益多模式的三相LLC諧振變換器。本文通過對所選電路的三個模式進行分析，推導等效電阻，建立基波等效模型，從而得到了變換器在各個工作模式下的增益曲線。最后制作了一臺1.4kW的實驗樣機驗證理論分析的正確性。實驗結果證明，通過三個模式的切換工作，變換器實現0.8～2.1倍的寬增益范圍，同時，變換器工作頻率在67kHz～150kHz之間，實現增益要求的同時變換器工作在較窄的頻段。變換器最高效率達到了93.5%。