利用雪崩三極管的高頻納秒脈沖疊加器的研究

劉展豪，李孜

（200093 上海市 上海理工大學 機械工程學院）

0 引言

低溫等離子體在工業領域得到了廣泛的研究和應用，比如材料表面改性[1]，工業加工[2]，廢水處理[3]，微生物殺菌[4]和臭氧發生器[5]等。高頻并具有快速上升沿的高壓脈沖能夠產生高濃度的低溫等離子體[6]。隨著對設備小型化、便攜化的要求，以全固態半導體器件為核心的Marx 發生器在高頻領域得到推廣。其中，MOSFET 和IGBT 由于壽命長、工作頻率高、穩定性好等特點常被用在Marx 型脈沖功率發生器中[7-8]。然而功率MOSFET和IGBT 側重于高壓大功率應用領域的發展，其開通速度限定輸出脈沖的上升時間一般在μs～ms 等級之間，致使在輸出幾十kHz 的高頻脈沖時穩定性差，影響放電效率[9]。而雪崩三極管的雪崩擊穿過程一般在10 ns 之內[10-11]，恢復時間短，可滿足高頻、納秒級脈沖前沿高壓脈沖的要求。本研究主要對Marx 型脈沖發生器的充電方式進行改進，利用諧振電源對Marx 電路進行充電，并采用頻率疊加的方式實現更高頻率的脈沖放電。

1 傳統BJT-Marx 電路

傳統的基于雪崩BJT 的5 級Marx 電路如圖1所示[12]。灰色實線是充電回路，灰色虛線為放電回路，當方波觸發信號經過Cb與Rb組成的微分電路變成窄脈沖信號使第1 級BJT 導通時，電容串聯起來對負載RO放電，在負載RO上產生一個負脈沖。第1 級BJT 采用觸發信號導通，其余BJT 導通方式為過壓擊穿導通。

圖1 采用BJT 的5 級Marx 電路Fig.1 A five-stage Marx circuit using BJT

傳統的Marx 脈沖發生器大多采用直流電壓源充電，電容電壓呈指數上升，需要串接限流電阻降低對電容的沖擊。由于電阻的能耗特性，會導致電源的充電效率降低，并且隨著充電電壓的升高，漏電流增大，充電電流減小，導致充電速度變慢、充電精度變差。因此本文提出了使用串聯諧振源代替直流電壓源的充電方式給儲能電容充電。相比于直流電壓源，LC 串聯諧振充電源具有近似恒流充電的特性[13]，且充電效率更高，對電容無沖擊，能夠延長電容的使用壽命。

2 采用諧振充電的BJT-Marx 電路

本文選擇用LC 串聯諧振充電源代替直流源對Marx 電路進行充電，電路原理如圖2 所示。通過設置電路參數使LC 串聯諧振電路工作在斷續電流模式[14-15]（DCM,Discontinuous Current Mode）。在斷續電流模式下，開關S1～S4在整個工作過程中處于軟開關狀態，可以實現零電流開通，減少開關損耗[16]。電路的諧振頻率fr可通過式（1）計算得出。

圖2 提出的BJT-Marx 電路Fig.2 Proposed BJT-Marx circuit

式中：Lr——諧振電感；Cr——諧振電容。

受限于雪崩三極管的器件性能，雪崩三極管工作在高重復頻率狀態下的功率損耗較大，最終會導致器件因溫度過高而損壞，致使其無法在高頻狀態下長期工作。同時，器件開關損耗的增加會導致電源效率的降低。為了解決這一問題，本文利用頻率疊加的思路來實現脈沖電源穩定的高重頻放電，利用兩路脈沖源共同承擔總功率，在同一負載上交替放電以實現脈沖的疊加，這樣降低了單個脈沖電源中器件的損耗。

電路的工作原理分為充電過程與放電過程。充電過程如圖3 所示，由諧振電路產生諧振電流通過變壓器向Marx 電路中的電容進行充電。等效電路如圖3（b）所示，C=NCO。其中，N 為Marx 電路級數，CO為單級充電電容。等效隔離電阻的影響較小，可以忽略不計，等效電路平均充電電流Iavg由式（2）給出[17]。

圖3 充電電路圖Fig.3 Diagram of charging circuit

式中：C'=n2C，n——變壓器變比；Vd——直流源電壓。

開關周期Ts中的平均充電電流由式（3）給出[18]，可見，在確定電路參數后，每個周期中諧振電流的平均值是恒定的，與諧振周期無關[18]，諧振電源近似為恒流源，這為后續實驗中重復頻率放電的穩定提供了依據。

通過反向并聯二極管的持續電流降至0 時，平均充電電流不再恒定，電路失去其恒流特性。此時，電容充電過程結束，電容的充電電壓接近nVd。

平均充電電流可通過改變Vd或開關周期Ts來調節，與直流電源相比，DCM 中的串聯諧振充電可實現恒流充電，將電容電壓提高至雪崩電壓。

放電回路如圖4 所示，當觸發信號來臨時，Q1被觸發導通，電容C1左側電壓瞬間被拉到零電位，由于電容兩端電壓不能突變，此時電容C1右側的電位變為-VCC，電容C2左側電位不變，Q2承受的電壓由VCC變為2VCC，超過三極管的雪崩擊穿電壓，三極管Q2導通。以此類推，Q3～Q5依次導通，電容C1～C5串聯起來對負載RO進行放電，產生一個負脈沖。另一路脈沖源的放電過程相同。現場可編程邏輯門陣列（FPGA，Field Programmable Gate Array）輸出Q1和Q1'的觸發信號，2 路脈沖源放電脈沖交替輸出。通過2 路脈沖疊加，實現在同一負載上脈沖的疊加，從而提高輸出脈沖的放電頻率。

圖4 放電電路圖Fig.4 Diagram of discharging circuit

3 Pspice 仿真與分析

為驗證所提出電路的可行性，搭建仿真電路如圖5 所示，半導體開關的型號為IXGH20N120BD1，利用4 個脈沖電壓源代替半導體開關的驅動電路。為方便仿真進行，第1 級BJT 由MOSFET 代替，脈沖電壓源對MOSFET 進行觸發導通。

圖5 提出的BJT-Marx 電路Fig.5 Proposed BJT-Marx circuit

實驗中將基極和發射極短接時測得單個雪崩三極管（C1815）最高擊穿電壓約為175 V。由于Pspice 的元件庫中的BJT 模型不具備自擊穿特性，為模擬雪崩三極管的自擊穿導通，李孜等[19]建立了雪崩三極管的擊穿模型RLC_BJT，雪崩擊穿電壓設為175 V。

設置諧振電容Cr為300 nF，諧振電感Lr為24.8μH，諧振周期Tr由式（4）計算約為17.13 μs。諧振頻率fr由式（1）計算約為58.38 kHz。為保證電路工作在DCM 下，設置全橋開關管的開關頻率fs約為27.78 kHz，即開關周期Ts為30 μs。

電路的仿真結果如圖6（a）所示，圖6 中ir為諧振電流波形，VO為負載兩端電壓波形，VC1為C1兩端電壓波形。在約8.5μs 時，觸發第一級開關管，電容串聯起來對負載放電，在負載Ro上輸出約700 V 的負脈沖。通過設置兩個電路第一級開關管的觸發信號，使得兩個電路分別在8.5μs 和10μs 時發生放電，在負載RO上得到脈沖電壓，脈沖頻率疊加的結果如圖6（b）所示，其中第2 個放電脈沖幅值有所下降是由于阻抗不匹配，每級電容上的電壓沒有完全放掉，導致放電幅值略有下降。

圖6 仿真結果Fig.6 Simulation results

電路中隔離電阻與電容的參數對充電時間的影響如圖7 所示，在電容電壓被提高至174.5 V，電阻為1 kΩ，電容為1，10，30，50，70，100 nF 時,充電時間分別為19.25，42.43，111.00，187.42，242，368.93μs。通過比較可以看出，電容越小，充電時間越短，且電容對充電時間影響較為明顯。當電容為1 nF，電阻為0.2，0.5，1.0，2.0，3.0，5.0 kΩ 時,充電時間分別為18.58，18.85，19.27，19.83，20.32，21.6μs。可以看出，電阻越小，充電時間越短，但電阻對充電時間的影響很小，可以忽略不計。綜合考慮，后續實驗中，電容選用1 nF，隔離電阻選用1 kΩ。

圖7 電路參數對充電時間的影響Fig.7 Influence of circuit parameters on charging time

4 實驗

實驗系統主要包括直流電源、全橋串聯諧振電路、BJT-Marx 電路和驅動電路。系統結構如圖8 所示，FPGA 通過驅動芯片TLP5702 來控制全橋串聯諧振電路中半導體開關管的導通和關斷，同時通過驅動芯片IXDN614 來控制BJT-Marx 電路中雪崩三極管的開通。

圖8 實驗系統結構Fig.8 Experimental system structure

為了實際驗證頻率疊加的可行性，設計了圖2所示的兩路脈沖發生器。其中，全橋開關管IGBT（IXYX120N120C3，1 200 V，50 kHz）具有較強的通流能力。雪崩三極管參數如表1 所示。V（BR）CBO是發射極開路時，C-B 間的擊穿電壓，V（BR）CEO是基極開路時，C-E 間的擊穿電壓，V（BR）EBO是集電極開路時，E-B 間的擊穿電壓，ICM 是集電極允許的最大電流值。實驗主要參數如表2 所示。VCC是直流源電壓，Cr是諧振電容，Lr是諧振電感，Ci是單級充電電容，RCi是單級隔離電阻，Ro是負載電阻。全橋開關管的觸發信號與雪崩三極管的觸發信號均由FPGA 進行控制。

表1 雪崩三極管參數Tab.1 Avalanche transistor parameters

表2 實驗參數Tab.2 Experimental parameters

由實驗參數可以求出諧振電路的諧振頻率fr≈57.38 kHz，為了使諧振電路工作在斷續電流模式（fs＜0.5fr），設置全橋開關的開關頻率fs為25 kHz。最終在50 Ω 的負載電阻上放出約1 kV 的電壓，放電脈沖的下降時間約為6.2 ns，脈寬約為12.9 ns，放電電壓約為1 kV，波形如圖9 所示。

圖9 單脈沖放電波形Fig.9 Single-pulse discharge waveform

重復頻率放電波形如圖10 所示。可以看出，諧振源在對電容進行充電時，約兩個諧振周期（約40μs）可以達到174 V 左右。此時，觸發信號給到第一級BJT，電容對負載放電，電壓波形迅速下降。放電結束后，諧振源繼續對電容進行充電，從而實現高頻的重復放電。最終可以在50 Ω 的負載上穩定放電，放電頻率約為25 kHz。圖10 中，VO為負載電阻兩端的電壓波形，VC1為電容C1兩端的電壓波形。

圖10 重頻放電波形Fig.10 Repeat frequency discharge waveform

兩路脈沖源疊加后的放電波形如圖11 所示，設置兩路脈沖源的觸發信號在時序上相差約20μs，每路脈沖源的工作頻率為25 kHz，兩路脈沖源在負載上交替放電，最終通過頻率疊加實現了約50 kHz 的重復頻率放電，放電電壓約為850 V。單個脈沖源上電容電壓在經過一個諧振周期（約20μs）時，波形存在抖動是因為另一路脈沖源放電時在電路中存在電磁干擾問題。

5 結論

針對直流電壓對Marx 發生器充電損耗較大的問題，本文設計了一種利用諧振電源對Marx 發生器進行充電的電路結構，提高了充電效率。實驗結果表明，該電路結構可以穩定實現幅值約為850 V，放電頻率為50 kHz 的高重頻放電。兩路脈沖源在進行脈沖疊加后，電壓有所下降是由于電路充電時的等效阻抗增加，電容在相同時間內獲得的能量略有降低，導致放電電壓幅值降低。這一問題可通過提高諧振電路側直流源的輸出幅值得到解決。并且在脈沖疊加時，兩路脈沖源放電時對彼此的電磁干擾問題可以采用隔離器件來降低干擾，進而可以實現更高電壓及頻率的脈沖放電。該脈沖發生器結構緊湊，放電穩定，適用于多種應用場合。