一種A00純電動驅動集成橋系統的NVH優化

陳茜兵，程仁恒，陳龍崗，王棟

奇瑞商用車(安徽)有限公司,安徽蕪湖 241000

0 引言

目前純電動乘用車采用前驅或后驅布置，在后驅中大部分是半軸懸置結構。通過兩個半軸三點懸置固定，屬于彈性體結構。然而在純電動城市物流車中，尤其是2.5～3.5 T領域，采用的是Y型集成橋后驅后置方案，是電機與后橋集成以橋包的形式體現減速器，驅動電機通過一端與后橋橋包對接固定，另一端通過支架板固定在后橋上，屬于非彈性體結構，其振動等級可達到約11g加速度，然而其控制器是通過支架固定在車身上，因而加速度較小，一般在3.0～4.5g。由此可見，非彈性體設計非常嚴苛，對系統要求較高。目前在售的五菱宏光miniEV是一款微型A00級乘用車，根據目前公開的信息，也是采用后置后驅Y型集成橋方案。這類車輛特點在于車長普遍在3 m左右，在沒有隔音或聲學包的作用下，很難提升整車NVH品質，其噪聲、嘯叫等方面明顯體驗較差。主要有如下特性，階次特征：電機階次、 電控階次、 減速器階次；頻率特征： 以高頻為主，并通過電流諧波耦合；噪聲特征： 高頻嘯叫。

本文基于Y型集成橋方案搭載應用A00級車輛進行整車主觀質量AUDIT評價中，出現主觀噪聲評價扣分項目，如蠕行0～6 km/h、高速行駛70 km/h左右出現較高的噪聲和嘯叫等現象，通過對其工作工況及臺架和整車的測試分析，鎖定發生問題的原因，對比測試排查，并對驅動電機的內部結構和控制器載頻的控制策略進行優化，可以達到較好的效果。

1 NVH特性及原理分析

NVH是噪聲、振動與聲振粗糙度(noise、vibration、harshness)的英文縮寫，通過頻率段、聲壓級及音質、振幅等進行振源考核，通過路面對駕駛者進行不舒適的路面激勵反應評價改進的專業技術。

其噪聲來源點：氣隙中的變換磁場使得磁密度發生變化，產生了電磁力，取決于氣隙形狀、 齒槽形狀等；交變電磁力作用在定子齒槽上，產生電磁力，在永磁同步PMSM(permanent-magnet synchronous motor)系統中，存在徑向力及切向力，其中徑向分量占比較大，影響很大，一般徑向電磁力施加到定子齒槽上，結合齒槽轉矩影響，使得定子振動而發出噪聲嘯叫。

本文采用Y型集成橋方案，橋包內齒與齒間加工精度，正反齒等嚙合及軸承與軸結構耦合傳動到驅動電機及非彈性體的支架板固定，支架板直接通過螺栓方式連接固定在后橋上面，隨著車輛行駛工況振動與隨機沖擊，電機端面配合公差傳遞并放大系統誤差，在內外部激勵共同作用下產生嘯叫，由控制轉矩產生的脈動可以形成抖動、異響等。根據麥克斯韋張量法[1]，徑向電磁力可用公式進行描述：

(1)

式中:θ、t分別為磁場空間角度和時間;u0為磁導率;B(θ，t)為磁密。

根據文獻[2]對徑向力的研究，對應于設計存在48槽電機結構，有對8和16階數，其產生的頻率與f有關，有6倍、8倍、10倍、14倍、16倍、24倍等、密度表達式為：

(2)

式中：Ppm為轉子磁場產生電磁力密度;Psf為定子磁場磁力密度;Ppm-s為Ppm與Psf共同作用產生，由磁場中氣隙產生。

根據文獻[3]可知，在氣隙增大時，其磁密呈下降趨勢，感應電動勢計算公式為：

(3)

式中：Ei為感應電動勢;N為導體數;f為頻率;Ψ為磁鏈;Φm為磁通。

由于永磁體磁鏈Ψf不變，勵磁磁勢需要通過開關頻率f和直軸電流id增加及交軸電流iq變化實現控制[4]，其磁密減少，電機磁極的角度有所不同時，其平均氣隙磁密也必然發生相應的變化。轉子磁極在斜極時[5]，通過等效直極在軸向形成不均勻分布，進行等效求和，改變并調整斜極位置角度及極弧數等參數，在小于直極下，對5次和11次等諧波進行抑制，并驗證斜極角度及段數的合理性。

設計極對數P=4，槽48，徑向電磁力可通過定子槽產生轉矩、不同載荷狀態下影響到氣隙磁場激勵產生，對載頻存在分倍影響，另由于永磁同步PMSM采用的是插入式凸極方案，其d-q軸的Ld和Lq不相等，d-q軸的磁阻也不相同[6]，Ld和Lq分別為d、q軸電感。其電磁轉矩、電壓方程[7]、磁鏈[7]的計算公式分別為：

(4)

(5)

(6)

(7)

Ψs=Lsis+Ψf

(8)

式中：Te為轉矩;Ud、Uq為d-q軸電壓；Us為定子電壓；id、iq、Ld、Lq為d-q軸電流和電感；Rs為定子電阻；is為Rs的電流；Ls為定子自感包括漏感和勵磁電感；Ψs為定子磁場磁鏈；Ψf為永磁體磁鏈。

在轉子到達最高位置時出現最大轉矩，此時Te的q軸上獲得最大值，采用MTPA最大轉矩電流比控制，使得定子電壓Us電壓上升，由于Ψf磁鏈為恒值，需要通過定子電感Ls、定子電流is來改變，通過定子電壓Us發波來實現調節PWM波形，在換相及id和iq的d-q軸電流曲線與轉矩PID比例積分調節中會帶來諧波產生，影響到電流的脈沖和轉矩脈動。在轉子基速值ωrb到達Usmax最大時，其計算公式為：

(9)

式中：Usmax為定子電壓達到Us允許最大值;Lf為永磁體勵磁等效電感;if為其通過電流。

由于凸極磁場，氣隙不均勻，在磁勢和磁導的影響下，諧波次數與P極對數有關，定子和轉子磁場在徑向力諧波磁場影響下，與階次及力波幅值有關，所以，在蠕行至高速行駛外特性曲線過程中，d軸電流id=0控制及d-q軸電流id和iq同時控制定子電流is時，高速時載頻發波PWM和永磁體結構尤其斜極角度對氣隙形狀狀態影響非常明顯。如圖1所示，因控制轉矩問題存在轉矩波動，而導致主觀駕駛出現抖動現象。

圖1 轉矩波動

本文討論的驅動系統主要參數見表1。

表1 驅動系統主要參數

后驅集成Y型橋基本參數見表2。

表2 后驅集成Y型橋基本參數

2 噪聲機制分析

驅動系統主要表現為：①在低速蠕行0～6 km/h緩慢自由行駛、6 km/h車速勻速狀態存在嘯叫，噪聲較為明顯;②全油門加速工況(wide-open throttle，WOT)狀態高轉速區間噪聲較大，0～70 km/h加速過程中96、8階次電磁噪聲偏大。

上述工況定義如下：WOT工況，在整車由待機狀態全油門100%加速至100 km/h;蠕行工況，是整車在靜止狀態下，由踩制動到松開直至車輛達到最大蠕行轉矩和最高車速的過程。

2.1 測試分析

針對問題點進行臺架和整車復測，具體如下：

(1)整車NVH對比測試。主要對測試目標標準合格車輛及NVH問題整車AUDIT評審車輛進行對比分析，并采集電流波形進行測試分析。

(2)蠕行工況及加速工況。主要對驅動單件前后端蓋、本體振動進行近場測試及前后排座椅出噪聲等進行布置(圖2)，并對15 nm(100～1 000 r/min)電流波形記錄抓取。

圖2 測試布置

2.2 蠕行緩慢行駛

對測試數據進行分析，得到蠕行工況下的測試分析結果如圖3所示。

圖3 蠕行工況下的測試分析結果

由圖3可以發現，在頻率為100 Hz范圍內且轉速為20～350 r/min時，整體數據對比相當，但是在頻率為300 Hz左右，且轉速為100～260 r/min范圍內明顯存在異常現象，頻率計算公式為：

(8)

由式(8)可以計算出在轉速為200 r/min附近，頻率約320 Hz，從而獲得N=96。因此96階次噪聲需要重點關注并分析優化。

2.3 蠕行加速行駛

對蠕行加速模式進行工況測試，依據測試布置獲得蠕行加速噪聲階次切片，如圖4所示。

圖4 蠕行加速噪聲階次切片

由圖4可以看到，對AUDIT評審存在問題的裝配布置測試蠕行加速96階次以及標準合格樣件裝配布置測試蠕行加速96階次測試切片進行對比分析。結果表明，在96階次電磁噪聲分別為問題點54 dB(A)和34 dB(A)，差異明顯，不滿足需求。

2.4 WOT加速工況

對WOT工況進行測試，按照AUDIT問題件和標準合格件進行對比測試，測試獲取WOT加速工況下后排噪聲測試結果如圖5所示。

圖5 WOT加速工況下后排噪聲測試結果

由圖5可以看到，上述兩套驅動系統結合在整車后驅集成橋搭載分別在360 Hz和830 Hz兩個頻率段附近，都有噪聲放大且處于散狀效果，初步認為整車在此位置處有共振，需要排查系統耦合。

由圖5還可以看到，在2 700 r/min左右，8階次360 Hz噪聲達到最大為71 dB(A)左右，AUDIT問題樣車在2 000 r/min 24階次830 Hz 附件出現較大噪聲約70 dB(A),兩者基本相當。在1 000 r/min附件48階次830 Hz，出現大的維持，標準合格樣車反而較大，此時AUDIT問題樣車出現偏小，約65 dB(A)。

2.5 電流波形測試

根據上述整車布置及測試來看，兩種驅動狀態在整車搭載情況下出現了較大差異。通過對階次噪聲分析，主要在8階次、24階次、48階次、96階次等，觀察頻率段出現在低轉速對應蠕行轉速如200 r/min，有時轉速甚至達到上千，按照70 km/h換算轉速在5 500 r/min 附近，因此需要對電流控制波形進行測試，觀察波形正弦對極尖峰紋等情況。

基于上述分析，在臺架上對兩種整車的驅動系統進行測試對比，結果顯示，臺架上已經脫離了驅動集成Y型橋的耦合。電流測試波形如圖6所示。通過對AUDIT評審問題樣件與標準合格樣件的波形進行對比，可以明顯看出圖6b的正弦度較差，且有尖峰毛刺。

圖6 電流測試波形

完成驅動電機端的噪聲排查后，對控制器進行控制及載頻核查，通過對48階次數據進行分析，AUDIT問題樣車對應的控制器開關頻率較低約3 800 Hz，其諧波范圍為傘狀曲線，與48階次頻率范圍交叉重合，并與轉速3 000～5 500 Hz范圍對應關聯;在標準合格整車搭載，控制器頻率較高約6 700 Hz，與諧波范圍48階次無關聯重合，如圖7所示。

圖7 載頻對應測試結果

由圖7可以看到，兩種載頻存在差異，具體見表3和表4，從低速到高速整個開關頻率范圍不同。

表3 標準合格樣車的頻率分段

表4 AUDIT樣車的頻率分段評審問題

上述頻率分段后，對控制器進行了更新，更新后的噪聲分布得到了優化，改善效果顯著。

3 載頻及分段斜極分析

3.1 載頻

目前采用的是SVPWM，隨著驅動電機外特性的變化匹配整車行駛工況，快速的開關脈沖能力也會導致很高的諧波信號，這些信號在系統回路里面產生振蕩電流觸發磁場形成，影響信號傳遞并帶來諧波噪聲，通過PWM發波實現開關變載頻控制，基于動態解耦的載波比控制電流技術匹配隨機PWM周期值變化，分散系統噪聲頻譜分布顯得特別重要，通過零矢量隨機分布和脈沖位置分布，提升PWM驅動信號隨機載頻效果，改善控制系統控制及諧波抑制能力，使得系統噪聲品質達到可以感受并接受的狀態。

基于上述控制器軟件載頻發波控制策略差異，對控制器進行了更新，更新后的噪聲分布得到了優化，改善效果明顯。階次改善前后對比結果如圖8所示。

圖8 階次改善前后對比結果

3.2 分段斜極

針對采用的轉子方案分段V斜極進行優化，優化后3段2.5°+5°V斜極，進行起步蠕行工況和WOT加速行駛，其中蠕行工況覆蓋0～6 km/h，加速行駛工況覆蓋蠕行0～5 500 r/min工況，按照4 Hz分辨率及階次分析帶寬2進行優化測試，48階噪聲在200～350 r/min稍差，96階噪聲有明顯改善，基本消除96階噪聲，整車效果改善明顯。改善后分段斜極測試結果如圖9所示。

圖9 改善后分段斜極測試結果

4 結束語

本文對純電動汽車后驅集成橋帶來的NVH設計問題進行主觀駕駛感知和臺架及整車測試，并進行驗證優化分析。通過理論分析方法對控制器的策略控制載頻進行優化，對于驅動電機通過轉子磁極分段設計來實施，改善徑向力和高頻特性對NVH的影響，提升了主觀駕評效果，為后續驅動集成橋-Y型橋平臺化方案提供了分析基礎，降低了整車開發成本。