基于單電流調節器的永磁同步電機深度弱磁控制及模式切換控制策略*

王國棟，王麗芳，吳 艷，張俊智

（1.中國科學院電工研究所，北京 100190；2.中國科學院大學，北京 100049；3.清華大學車輛與運載學院，北京 100084）

前言

永磁同步電機（permanent magnet synchronous motor，PMSM）具有結構簡單、運行可靠、功率密度高、效率高、外型和尺寸可以靈活多變等顯著特點，使其廣泛應用于工農業生產、航空航天、國防和日常生活中。現今，永磁同步電機已廣泛應用于智能電動汽車的不同子系統中，如驅動系統中的輪轂電機、電子機械制動系統中的制動電機和助力轉向系統中的助力電機等。

在實際工程應用中，由于對電機轉矩規格的高要求，使電機額定轉速降低，難以滿足寬轉速范圍的工程要求。當電機端電壓達到驅動器輸出最大電壓時，其運行速度無法繼續上升。為進一步提高轉速，必須進行弱磁控制。傳統的永磁同步電機弱磁控制算法基于磁場定向，通常由兩個電流調節器分別控制直軸電流id和交軸電流iq。常見的方法有公式計算法［1］、查表法［2］、負直軸電流補償法［3］、電壓反饋法［4-5］等。這類基于兩電流調節器的弱磁控制方法，當電機進入弱磁控制時，隨著轉速ωe升高，交直軸電壓中的ωe相關項幅值變大，兩個電流調節器交叉耦合加重，電流調節器易于飽和，無法同時滿足dq軸兩個電流調節器的調節需求，甚至造成不穩定。

因此，為解決這一問題，單電流調節器（single current regulator，SCR）作為一種具有天然“解耦特性”和深度弱磁能力的永磁同步電機弱磁控制方法逐漸被提出并發展。文獻［6］中提出了一種只保留直軸電流調節器、去掉交軸電流調節器的控制策略，這種控制策略結構簡單，但須給定一個合適的交軸電壓指令，導致電壓利用率和系統效率低。因此，學者們又逐漸研究提出了虛擬阻抗變交軸電壓d軸單電流調節器［7-8］、查表法變交軸電壓d軸單電流調節器［9］、電壓極限圓變交軸電壓d軸單電流調節器［10-11］和變直軸電壓q軸單電流調節器［12-13］。文獻［7］和文獻［8］中在保留一個直軸電流調節器的基礎上，通過引入虛擬阻抗來提高系統帶載能力，降低系統損耗，但需要依賴于電機參數進行計算，當電機參數發生變化時系統控制性能會受到影響。文獻［9］中只保留了一個直軸電流調節器，交軸給定電壓通過查表法得出，雖然這種控制策略不依賴于電機參數，但須進行大量的實驗采集工作，且程序可移植性差。文獻［10］～文獻［13］中分別只保留了一個直軸電流調節器或交軸電流調節器，系統可以在同一控制結構下實現電動與發電，但兩種控制策略結構復雜，且求取電流指令時也需要依賴電機參數。以上單電流調節器控制算法各有優缺點，將其優缺點匯總如表1所示。

表1 單電流調節器控制算法對比

針對以上控制策略存在的不足，提出一種基于電壓相角的改進型單電流調節器深度弱磁控制方法及模式切換控制策略。該方法具有動態性能優異、不依賴電機參數、結構簡單和電壓利用率高等眾多優點，能夠滿足永磁同步電機控制系統強非線性、參數變化以及對電機系統高速和寬調速范圍的要求。模式切換控制策略可以保證永磁同步電機在弱磁區實現電動與發電的平滑切換，使系統便于被實際工程應用。

1 PMSM數學模型與電流工作點分析

PMSM 在轉子同步旋轉坐標系下的穩態數學模型為

式中：ud、uq為PMSM 定子直軸、交軸電壓；id、iq為PMSM 定子直軸、交軸電流；Ld、Lq為PMSM 定子直軸、交軸電感；ωe為電角速度；φf為永磁體磁鏈；Te為電磁轉矩；p為電機極對數。

當電機進入弱磁區后，逆變器輸出電壓飽和，達到最大值umax，電機電壓受式（3）限制，電機電流受式（4）限制：

式中：us為電壓矢量幅值；is為電流矢量幅值。

隨著電機轉速的升高，dq軸之間高速交叉耦合更加嚴重，動態性能無法同時滿足兩個電流調節器的調節需求，此時可自由調節的控制變量只有電壓相角β，通過單電流調節器調節電壓相角可以解決永磁同步電機高速弱磁的失控問題，實現穩定的深度弱磁控制，解決高速交叉耦合問題。

電壓相角β的定義如圖1 所示，電壓相角β是dq軸電壓平面上電壓矢量us與d軸的夾角，此時交直軸電壓滿足：

圖1 電壓相角定義

因此，進入弱磁區后，在單電流調節器調節下電機電壓滿足：

因此，當電機運行于恒轉矩區時，即電機轉速小于基速時，系統采用以雙電流調節器為核心的最大轉矩電流比控制（maximum torque per ampere，MTPA）。

2 單電流調節器弱磁控制策略

永磁同步電機進入弱磁區后，受式（5）的約束，電壓相角β是唯一可自由調節的控制變量。因此，為改善電機動態性能，實現電機深度弱磁控制，系統電流環只保留一個電流調節器用于調節電壓相角β。在永磁同步電機矢量控制系統中，電流調節器既可以是d軸單電流調節器（D axis single current regulator，SCR_D），也可以是q軸單電流調節器（Q axis single current regulator，SCR_Q）。

2.1 單電流調節器穩定運行范圍

以d軸單電流調節器為例，系統模型如圖3 所示。對系統進行小信號模型分析，然后根據勞斯判據得出d軸單電流調節器的電壓相角的穩定運行范圍為

圖3 d軸單電流調節器系統模型

因此，將d軸單電流調節器的穩定運行范圍映射到圖2后，由圖2 可知，此時iq為正，電磁轉矩為正，則該區域是電機電動運行的穩定區域。

圖2 電壓圓映射到電流平面

同理對q軸單電流調節器系統模型進行小信號模型分析，根據勞斯判據得出系統穩定運行范圍為，將該穩定運行范圍映射到圖2后可以看出，電流工作點的穩定運行范圍內iq為負，電磁轉矩為負，則該區域是電機發電運行的范圍。

因此，d軸單電流調節器（SCR_D）和q軸單電流調節器（SCR_Q）的穩定運行區域如圖4所示。

圖4 單電流調節器穩定運行區域

2.2 弱磁控制策略

基于以上分析，分別設計電機電動運行的d軸單電流調節器控制框圖和電機發電運行的q軸單電流調節器控制框圖。電機電動運行時，根據系統控制需求不同，分別設計電流工作點沿電流圓運行的d軸單電流調節器控制框圖和電流工作點沿等轉矩曲線運行的d軸單電流調節器控制框圖，其中等轉矩曲線d軸單電流調節器使控制系統集成了轉矩標定功能，適用于轉矩給定控制模式，不適用于空載或負載較小的系統運行。電流圓d軸單電流調節器則適用于所有控制需求，本文中以電流圓d軸單電流調節器為主要研究對象。

電流圓d軸單電流調節器控制框圖如圖5所示。電機進入弱磁區后，電流工作點沿電流圓運行，根據電流圓、電流指令和交軸電流iq獲得直軸電流指令，進而調整電壓相角，分配交直軸電壓。

圖5 電動運行時電流圓d軸單電流調節器控制框圖

等轉矩曲線d軸單電流調節器控制框圖如圖6所示。與電流圓d軸單電流調節器的區別是電機進入弱磁區后，電流工作點沿等轉矩曲線運行，根據等轉矩曲線、電流指令和交軸電流iq獲得直軸電流指令，進而調整電壓相角，分配交直軸電壓，從而實現弱磁區等轉矩控制，同時為防止電機輸出功率超過電機峰值功率，須設置轉矩限幅模塊。

圖6 電動運行時等轉矩d軸單電流調節器控制框圖

電機發電運行的q軸單電流調節器控制框圖如圖7 所示。與電動運行時d軸單電流調節器的區別是電機進入弱磁區后，若電流工作點沿電流圓弱磁則可能使系統進入功率陷阱，因此為避免系統失控，交軸電流指令以電流圓作為限幅值。

圖7 發電運行時q軸單電流調節器控制框圖

2.3 模式切換控制策略

永磁同步電機全速域全工況下運行須設計控制模式切換控制策略，控制模式切換包括：弱磁區與恒轉矩區切換，即雙電流調節器與單電流調節器切換；電動工況與發電工況切換，即不同單電流調節器控制結構切換。單電流調節器控制模式切換問題是制約單電流調節器實際應用的一個關鍵問題，控制模式切換時對電流軌跡的規劃和對電流尖峰、轉矩脈動的抑制關系到電機的平穩運行。

2.3.1 弱磁區與恒轉矩區控制模式切換

永磁同步電機全速域控制是采用基速以下的MTPA 控制和基速以上的弱磁控制分段進行，在雙電流調節器與單電流調節器進行模式切換時，需要對電流尖峰和轉矩脈動進行抑制，否則電機會產生較大的轉矩脈動或過流故障，甚至導致系統進入不穩定狀態。

現有文獻［6-8，14］大多采用單一條件判斷的控制模式切換策略，進入弱磁控制模式時采用電壓指令幅值與逆變器最大輸出電壓比較判斷的方式，當電壓指令幅值大于等于逆變器最大輸出電壓時，進入弱磁控制模式。退出弱磁控制模式時采用直軸電流實際值與MTPA 控制下相應的直軸電流指令值比較判斷的方式，即實際電流工作點與MTPA 曲線的位置關系，當實際電流工作點位于MTPA 曲線右側時，退出弱磁控制模式。

但是，弱磁前后由于諧波、交叉耦合等因素的影響，id、iq在指令附近波動較大，單一條件判斷的控制模式切換策略必然易于觸發控制模式錯誤切換，進而產生轉矩脈動和電流尖峰。

針對上述切換控制策略存在的不足，設計新的控制模式切換控制策略。首先設計兩個切換條件，切換條件是進行控制模式切換的必要條件，而非充要條件。

切換條件如下。

①電壓飽和判斷條件：

②電流工作點位置判斷條件：

帶滯環處理的id＜-abs(iq)tanθM

之后設計控制模式切換控制策略，控制模式切換控制策略如圖8 所示。當電壓飽和判斷條件和電流工作點位置判斷條件同時滿足時，系統采用單電流調節器弱磁控制策略；當兩條件都不滿足時，系統采用雙電流調節器的MTPA 控制策略；其他情況下，系統保持原有控制模式不變。同時，為抑制電流尖峰和轉矩脈動，在控制模式切換瞬間，使電壓相角β保持不變。

圖8 弱磁區與恒轉矩區控制模式切換策略

2.3.2 電動工況與發電工況控制模式切換

在電動和發電工況下，永磁同步電機進入深度弱磁區后，系統耦合嚴重，穩定性差，電機反電勢大，遠高于電源（電池）電壓，若電機失控，系統電壓安全問題突出。

因此，電機進入弱磁區后，電機電動運行時采用d軸單電流調節器實現，電機發電運行時采用q軸單電流調節器實現，同時須設計跨穩定工作區跨象限的控制模式切換策略，解決控制模式切換時電壓安全問題。

由式（1）可知，反電勢項ωeφf是交軸電壓的主要部分，控制模式切換瞬間為防止因大反電勢造成電壓安全問題，切換時須保持交軸電壓相等。因此，當電機由電動切換到發電時，即由d軸單電流調節器切換到q軸單電流調節器，如圖9所示。根據控制需求的不同，電流工作點可以由x點切換到直線yz上的任意一點，從而保證切換前后交軸電壓相等。

圖9 不同電流工作點切換

同理，當電機由發電切換到電動時，即由q軸單電流調節器切換到d軸單電流調節器，根據控制需求的不同，電流工作點可以由y點切換到直線xz上的任意一點，從而保證切換前后交軸電壓相等。

為提高弱磁區輸出功率，采用等功率控制模式切換策略。電機功率與電機轉速和電磁轉矩的乘積成正比，在模式切換瞬間，由于電機是慣性環節，電機轉速不變，因此實現等功率控制模式切換策略須保持電磁轉矩Te幅值不變，改變電磁轉矩Te的符號，即在電流工作點x與電流工作點y之間直接階躍，如圖9 所示。從電壓相角來看，在切換的瞬間，電壓相角由β切換到π -β。

因此，在弱磁區與恒轉矩區控制模式切換策略和電動工況與發電工況控制模式切換策略共同作用下，永磁同步電機可以實現如圖10 所示的全工作范圍內高動態性能、高穩態性能的電動控制和發電控制。

圖10 電機驅動系統全工作范圍控制策略

3 仿真結果分析

搭建永磁同步電機實驗和仿真平臺，電機參數如表2 所示。鑒于直流母線電壓330 V 時電機峰值轉速的限制，只能實現2 倍弱磁控制，為驗證單電流調節器的深度弱磁能力，實驗和仿真均在50 V 直流母線電壓下進行，實驗和仿真電機采用轉速控制。

表2 PMSM 參數

在Matlab/Simulink 中搭建與實驗電機參數一致的仿真模型。仿真模型包括MTPA 控制策略模塊、SCR 控制策略模塊、切換條件①判斷模塊、切換條件②判斷模塊和標志位判斷模塊。標志位判斷模塊按照圖8 的控制策略生成標志位FLAG，當FLAG 為0時，系統采用MTPA 控制策略，同時計算電壓角度β；當FLAG 為1時，系統采用SCR 控制策略，同時計算ud、uq，當控制策略切換時，同步更新電流調節器的積分變量。

對系統進行電機深度弱磁仿真，由表2 的電機參數推算可知，在直流母線電壓為50 V 的條件下，電機的基速為950 r/min。仿真中轉速指令以斜坡形式遞增到6 000 r/min，從而實現6.3倍弱磁控制。電機轉速speed、電壓角度β和交直軸電流id、iq如圖11所示，直軸電流id的指令跟蹤情況和交直軸電壓指令ud、uq如圖12所示，電流軌跡如圖13所示，電壓軌跡如圖14所示。

圖11 轉速、電壓相角和電流仿真結果

圖12 電流指令跟蹤情況與電壓指令

圖13 電流軌跡圖

圖14 電壓軌跡圖

由圖11 可知，隨著電機轉速的升高，在0.14 s時弱磁標志位FLAG 由0 置1，電機由恒轉矩區進入恒功率區運行，大約在2 s處，電機轉速穩定運行在6 000 r/min，實現6.3 倍深度弱磁控制。隨著電機轉速升高，電機在進入弱磁區后，在單電流調節器的調節下，電壓相角β不斷增大，電機轉速穩定后，電壓相角穩定在2.85 rad 附近。在此過程中，隨著電機由恒轉矩區進入恒功率區，交軸電流iq先增后減，最后穩定在3.5 A左右，直軸電流id的幅值一直沿負向增大。同時可以看出，在弱磁標志位FLAG 由0 變1的瞬間，即控制策略切換的瞬間，電機轉速、電壓相角和電流都較為平滑地實現了切換，沒有出現電流尖峰和轉速波動。

從圖12 中可以看出，在恒轉矩區（FLAG=0 時）直軸電流id穩定地跟蹤MTPA 策略下的電流指令，當電機進入弱磁區（FLAG=1 時）后，系統切換到SCR控制策略，直軸電流id仍穩定跟蹤電流指令。在恒轉矩區（FLAG=0時），交直軸電壓指令ud、uq在MTPA策略控制下幅值不斷增大，在0.14 s 時完成MTPA到SCR 的控制策略切換且交直軸電壓指令ud、uq平滑過渡，0.14 s 后進入弱磁區（FLAG=1 時），此時逆變器達到最大輸出電壓umax，在SCR策略控制下通過調節電壓相角β重新分配交直軸電壓指令ud、uq，電壓利用率高，直軸電壓指令ud在SCR 策略控制下幅值繼續增大直至穩定，交軸電壓指令uq在SCR 策略控制下幅值開始減小直至穩定。

圖13 清晰反映了系統在MTPA 和SCR 控制策略下電流工作點的軌跡路線。隨著電機轉速升高，電流工作點在MTPA 控制策略下由0 點沿MTPA 曲線向左上方向移動（如圖中箭頭1 所示），電機到達基速后，系統在SCR 控制策略下電流工作點沿電流圓與電壓橢圓的交點向左下方向移動，不斷靠近特征電流點（如圖中箭頭2 所示）。由于仿真過程中電機是一個恒加速度過程，根據電機運動方程，在忽略摩擦的情況下，此時電磁轉矩Te恒定，因此電機在進入弱磁區后電流工作點實際上是沿著等轉矩曲線移動的，這也側面驗證了等轉矩曲線d軸單電流調節器的可行性。

圖14 清晰反映了MTPA 和SCR 控制策略下電壓工作點的軌跡，電機在恒轉矩區時，電壓工作點在MTPA 曲線上（如圖中箭頭1所示），電機進入弱磁區后，電壓工作點沿最大電壓圓移動（如圖中箭頭2所示）。

4 實驗結果分析

為進一步驗證控制策略，搭建實驗臺架進行實驗驗證。實驗臺架由永磁同步電機、控制器、直流穩壓電源、上位機、示波器和電流鉗組成，其中上位機用于發送轉速指令，并每隔0.02 s 接收記錄一次控制器上傳的各項數據。控制器中的控制算法運行周期為100 μs，控制器在接收到上位機發送的轉速指令后，轉速指令以斜坡的形式每隔100 μs遞增一次。示波器和電流鉗用于實時觀測電機相電流。

4.1 深度弱磁實驗

利用實驗臺架進行深度弱磁實驗，電源電壓仍為50 V。實驗中由于電源輸出能力限制（20 A），電機穩定運行的最高轉速為2 800 r/min，此時電壓相角β約為2.08 rad，電機已經實現了3 倍弱磁控制，而單電流調節器的穩定運行范圍是3.14 rad，若電源柜輸出能力足夠，電機仍有較大的升速空間，因此系統還具有更強的深度弱磁能力。上位機記錄的電機轉速speed、電壓相角β和交直軸電流id、iq如圖15所示。直軸電流id的指令跟蹤情況和交直軸電壓指令ud、uq如圖16所示，電機在2 800 r/min時示波器記錄的電機相電流如圖17 所示，電流軌跡如圖18 所示，電壓軌跡如圖19所示。

圖15 轉速、電壓相角和電流實驗結果

圖16 電流指令跟蹤情況與電壓指令

圖17 轉速2 800 r/min時的電機相電流

圖18 電流軌跡圖

圖19 電壓軌跡圖

由圖15 可知，電機轉速由0 逐漸上升到2 800 r/min，然后再逐漸減速到0。在8.5 s時電機轉速達到950 r/min，弱磁標志位FLAG 由0置1，電機由恒轉矩區進入恒功率區運行。大約在39 s時電機轉速穩定運行在2 800 r/min，實現3 倍深度弱磁控制，此時電源柜顯示直流母線電流為18.6 A，接近電源最大輸出能力。由圖17 可知，此時示波器記錄的電機相電流有效值為28 A，且電流波形穩定。隨著電機轉速升高，電機在進入弱磁區后，在d軸單電流調節器SCR_D 的調節下，電壓相角β不斷增大，電機轉速穩定后，電壓相角穩定在2.08 rad 附近，隨后電機開始減速，電壓相角β便逐漸減小。

由圖15 可知，在電機轉速上升過程中，電機由恒轉矩區進入恒功率區，交軸電流iq先增后減，直軸電流id在負向逐漸增大，當電機轉速逐漸減小時，電機由恒功率區進入恒轉矩區，交軸電流iq先增后減，直軸電流id在負向逐漸減小。在弱磁標志位FLAG由0 變1 和由1 變0 的瞬間，即控制策略由MTPA 切換到SCR_D 和SCR_D 切換到MTPA 的瞬間，電機轉速、電壓相角和電流都實現了平滑切換，沒有出現電流尖峰和轉速波動。

由圖16 可知：在電機轉速上升時，直軸電流id穩定跟蹤指令i*d，并沿負向增大，交軸電壓指令uq在恒轉矩區逐漸增大，在弱磁區逐漸減小，直軸電壓指令ud則沿負向一直增大，且在控制策略切換時各指令平穩過渡，電流也穩定跟隨；在電機轉速下降時，并沿負向減小，交軸電壓指令uq在弱磁區逐漸增大，恒轉矩區逐漸減小，直軸電壓指令ud則沿負向一直減小，且在控制策略切換時各指令平穩過渡，電流也穩定跟隨。

圖18為電機轉速由0到2 800 r/min，再到0的電流軌跡圖。在此過程中，電流工作點在MTPA 策略控制下沿MTPA曲線向上（如圖中箭頭1所示），轉速到達基速后，電流工作點在SCR_D 策略控制下沿電流圓與電壓橢圓交點移動（如圖中箭頭2 所示），電機降速時，電流工作點沿上述路線返回0點。

圖19 也清晰反映了MTPA 和SCR_D 控制策略下電壓工作點的軌跡，即電壓工作點先沿MTPA 曲線（如圖中箭頭1 所示），后沿最大電壓圓（如圖中箭頭2所示），電機降速后，電壓工作點沿原路徑返回。

4.2 電動發電切換實驗

利用實驗臺架進行電動發電切換實驗，即d軸單電流調節器SCR_D 和q軸單電流調節器SCR_Q切換實驗。為驗證SCR_Q 控制策略以及SCR_D 和SCR_Q 的切換策略，本文的發電實驗只采用了SCR_Q 電流環，未使用電壓環進行控壓。實驗中直流母線電壓仍為50 V，首先將電機轉速由0 上升到1 200 r/min，1 200 r/min 時電機工作于弱磁區，采用SCR_D控制，此時通過上位機發送發電信號，使電機切換到發電工況，基速以上采用SCR_Q 控制，基速以下采用MTPA 控制，直至電機轉速降為0。為保證直流電源柜的供電安全，系統接收到發電信號時，限制發電電流is=-2 A，以防止電源柜出現過壓故障。實驗過程中，上位機每隔0.1 s記錄一次控制器上傳的數據，電機轉速和控制器電壓隨發電信號的變化情況如圖20 所示，交直軸電流id、iq的跟蹤情況如圖21所示，交直軸電壓指令ud、uq隨發電信號的變化情況如圖22 所示，電流軌跡如圖23 所示，電動發電切換瞬間示波器記錄到的電機相電流如圖24 所示，電動發電切換瞬間，未采取切換策略的電機相電流如圖25所示。

圖20 電機轉速和控制器電壓隨發電信號的變化情況

圖21 交直軸電流跟蹤情況

圖22 交直軸電壓指令隨發電信號的變化情況

圖23 電流軌跡圖

圖24 電動發電切換時的電機相電流

圖25 未采取切換策略時的電機相電流

由圖20 可知，電機轉速在MTPA 和SCR_D 的控制下由0 上升到1 200 r/min，在21.6 s時弱磁標志位FLAG 由0 置1，完成了MTPA 控制策略到SCR_D 控制策略的切換。在38.5 s 時系統接收到發電信號，系統控制策略由SCR_D 切換到SCR_Q，電機進入發電工況，控制器電壓因發電由50 V 開始升高，直至140 V，電機轉速則開始下降，在39.1 s 時轉速下降到基速以下，弱磁標志位FLAG由1置0，系統控制策略又由SCR_Q 切換到MTPA。在此過程中，系統控制策略完成了如下切換過程：MTPA—SCR_D—SCR_Q—MTPA，且切換瞬間電機轉速無波動。

由圖21 可知，在21.6 s 以前（FLAG=0 時），電機運行在電動狀態，處于MTPA 控制階段，交直軸電流id、iq都穩定跟隨電流指令；在21.6～38.5 s 期間（FLAG=1），電機進入弱磁區，仍運行于電動狀態，處于SCR_D 控制階段，此時系統只控制直軸電流id，只產生直軸電流指令，且直軸電流id穩定跟隨直軸電流指令，而交軸電流iq不再受控，因此不再產生交軸電流指令；在38.5～39.1 s 期間（FLAG=1），系統接收到發電指令后，電機仍在弱磁區，運行于發電狀態，處于SCR_Q 控制階段，此時系統只控制交軸電流iq，只產生交軸電流指令，由于限制了發電電流is=-2 A，則交軸電流指令≈-2 A，鑒于此階段時間短且交軸電流iq無法階躍變化，交軸電流iq開始向交軸電流指令趨近，而直軸電流id不再受控，因此不再產生直軸電流指令；在39.1 s后（FLAG=0），電機仍運行在發電狀態，處于MTPA 控制階段，產生交直軸電流指令，且交直軸電流id、iq都穩定跟隨電流指令。同時由圖可知，在電動發電切換瞬間，交直軸電流id、iq實現了平滑切換，沒有出現電流波動。

由圖22 可知，在21.6 s 以前（FLAG=0 時），系統處于MTPA 控制階段，隨著電機轉速升高，交直軸電壓指令ud、uq的幅值增大；在21.6～38.5 s 期間（FLAG=1），系統處于SCR_D 控制階段，通過調節電壓相角β來重新分配逆變器最大輸出電壓umax，進而獲得交直軸電壓指令ud、uq；在38.5 s 時接收發電指令，進行電動切換發電變換，通過切換控制策略，交軸電壓指令uq在切換瞬間基本保持不變，且沒有出現交直軸電壓指令ud、uq的波動，驗證了切換策略的有效性。

圖23 展示了全過程中，電流工作點在控制策略和切換策略作用下，沿MTPA—SCR_D—SCR_Q—MTPA的變化路線。

由圖24 可知，采用切換控制策略后，切換瞬間，電機相電流實現了平滑過渡，沒有出現電流尖峰。作為對比，圖25 為未采用切換控制策略時的電機相電流，可以看到切換瞬間電機相電流有很大的尖峰，極易使系統出現過流故障。

仿真與實驗結果表明：（1）基于電壓相角的單電流調節器深度弱磁控制方法在弱磁區依托逆變器最大輸出電壓umax，通過一個電流調節器調節電壓相角β來重新分配交直軸電壓指令ud、uq，使控制結構得以簡化，抑制了交直軸交叉耦合，充分利用了逆變器最大輸出電壓umax，提高了電壓利用率；同時，通過交直軸電流id、iq調節電壓相角β獲得交直軸電壓指令ud、uq的方式，使控制方法獲取指令時不依賴電機參數，獲取電壓指令時無須通過查表獲得，提高了控制方法的可移植性；（2）在模式切換控制策略作用下，實現了弱磁區與恒轉矩區、弱磁區電動工況與發電工況的平滑切換，使電機轉速、電流和電壓指令在切換瞬間無波動。

5 結論

針對永磁同步電機傳統雙電流調節器在高速時交叉耦合嚴重，電流調節器易于飽和，難以進行穩定深度弱磁的不足，提出基于電壓相角的改進型單電流調節器深度弱磁控制策略及模式切換控制策略。相對已有的單電流調節器弱磁控制策略，該方法具有動態性能優異、控制結構簡單、不依賴電機參數、電壓利用率高和可移植性強等優點。分析了SCR_D和SCR_Q 的穩定運行范圍和適宜工況，分別提出對應的弱磁控制策略。針對現有恒轉矩區和弱磁區切換方法存在的不足，本文中改進優化切換方法，使其適用于各類電流工作點，切換時保持電壓相角β不變，從而實現恒轉矩區與弱磁區平滑切換。針對SCR_D 和SCR_Q 只適用于電動工況或發電工況的不足，提出以提升弱磁區輸出功率為目標的等功率控制模式切換策略，關鍵之處在于切換瞬間保持交軸電壓uq不變，實現SCR_D 和SCR_Q 間的平滑切換。最后，仿真和實驗驗證了單電流調節器控制策略穩定的深度弱磁能力，實現了6.3 倍深度弱磁，驗證了恒轉矩區與弱磁區、不同單電流調節器之間模式切換策略的有效性。