基于TLD5097EP的日行位置燈驅動電路的設計

周金生，余鵬，潘大千，鄭麗麗

常州星宇車燈股份有限公司技術中心，江蘇常州 213022

0 引言

隨著汽車給人類交通出行帶來便捷的同時，車載燈具也朝著智能化發展，以LED為發光源的車燈在汽車燈具領域得到了廣泛應用，作為汽車燈具基本功能的日行位置燈也成為基礎配置。

目前行業內常用方案為線性LED驅動方案，但是存在轉換效率低、精度低、性能差、易導致熱量超標等問題，而開關電源在同樣負載情況下具有轉換效率低、輸出電流精度高、穩定性強、驅動產生熱量少等優勢，因此使用開關電源方案驅動LED 越來越成為主流[1-5]。

本文設計了一種基于TLD5097EP的日行位置燈驅動電路，是一種基于SEPIC拓撲結構的DC-DC轉換恒流模式驅動，實現對LED負載的恒流輸出。為實現位置燈功能，該方案使用555計時器設計了一種占空比調節電路，通過控制DC-DC驅動芯片實現LED亮度的PWM調節。同時采用555定時器設計了多諧振蕩器模塊，使用PWM調節LED亮度比，通過降低LED的平均電流，實現日行燈由白天模式的高亮狀態切換成夜間模式的低亮度狀態。

1 LED恒流驅動電路設計

本文設計的日行位置燈為LED復用功能，根據工作狀態分為白天模式的日間行駛燈(daytime running lamp，DRL)與夜間模式的位置燈(position lamp，PL)[6]。車身BCM分別通過硬線日行燈電源(DRL-power)和位置燈電源(PL-power)給燈具提供電源，從而控制日間行車燈的模式切換。

電路系統設計框圖如圖1所示。基于TLD5097EP芯片的日行位置燈驅動電路由反接保護電路(reverse connection protection circuit，RCP)、π型濾波電路、DC-DC轉換電路、由555計時器組成的位置燈調節電路、DRL優先級控制電路、外置抖頻電路等組成。

圖1 電路系統設計框圖

本設計方案采用基于TLD5097EP控制芯片的SEPIC拓撲結構，芯片通過自適應控制拓撲結構中功率MOS管的導通與關斷實現對負載的恒流輸出控制。DRL優先級控制電路在DRL-Power上電時，無論位置燈PL-Power是否上電，其通過MOS管切斷PWM調光信號對DC-DC驅動芯片使能EN的PWM控制，促使系統表現為DRL功能，從而實現DRL優先級高于位置燈的要求。位置燈功能是在日行燈功能工作基礎上，通過555計時器構造的單穩態振蕩電路模塊，產生占空比為90%的PWM調光信號，經過N-MOS管進行反相控制TLD5097EP的使能EN/PWM腳，促使控制芯片周期性工作，等效降低LED有效電流，進而實現位置燈的低亮度效果，實現位置燈功能。本文同時設計了一種基于分離元器件搭建的外置抖頻電路，該電路能夠有效地降低輻射試驗RE/CE發射輻射數值，優化EMC表現。

2 主驅動模塊設計

2.1 DC-DC主驅動工作模式

以TLD5097EP芯片設計的DC-DC變換器，由電子元件共模電感L2、功率開關MOS管Q2、續流二極管D5組成SEPIC拓撲結構，其控制電路如圖2所示。

SEPIC拓撲結構電路是一種高效率、輸入輸出同極性、輸入輸出可以隔離，允許輸出電壓大于、小于或等于輸入電壓的DC-DC轉換電路，其拓撲結構輸出電壓是由功率開關主MOS管進行控制。本文DC-DC拓撲結構的基本工作原理如下：

(1)當控制芯片SWO腳為高電平時，功率開關Q2導通，SEPIC電路進入Ton階段。此時，DC-DC轉換電路輸入電源VIN與初級電感L2A構成輸入電流Iin的電流回路，電流Iin給初級電感L2A進行勵磁，完成儲能作用；

(2)SEPIC拓撲耦合隔離電容C30對后端進行放電，耦合隔離電容與次級電感L2B構成Is電流回路，電流Is給次級電感L2B進行勵磁，完成儲能作用；

(3)輸出電容Cout通過Iout電流回路進行放電，使負載LED維持點亮；

(4)當控制芯片SWO腳為低電平時，功率開關Q2截止，SEPIC電路進入Toff階段。DC-DC轉換電路輸入電源Uin、初級電感L2A、耦合隔離電容C30與次級電感L2B構成Is電流回路，初級電感L2A通過電流Is釋放能量，對耦合隔離電容C30進行充電；

(5)次級電感L2B、續流二極管D5、負載LED構成Iout電流回路，次級電感L2B通過電流Iout釋能，使負載LED維持點亮。

SEPIC拓撲工作過程如圖3所示。

上述為DC-DC轉換電路在周期T內的工作原理，根據電感電壓的伏秒平衡定律可以得到

(1)

2.2 DC-DC主驅動主要參數計算

本文所述應用設計的負載情況如下：9顆白光LED，其典型壓降UF，type=3.05 V，其最大壓降UF，max=3.49 V，-40 ℃溫度偏移壓降ΔUF，shift@-40 ℃=0.24 V，日行燈輸出電流Iout=265 mA，位置燈LED輸出亮度為日行燈輸出亮度的10%，即流經位置燈LED的等效電流為26.5 mA。

2.2.1 工作頻率的設定

TLD5097EP的開關頻率在100～500 kHz范圍內可調，一般將開關頻率設置在300～400 kHz內。DC-DC變換器開關頻率fsw可以通過電阻R14(RFREQ)進行校準調節開關頻率。RFREQ和開關頻率fsw之間的數學關系為：

(2)

選擇電阻R14=16 kΩ，則fsw=363 kHz。

2.2.2 輸出電流的設定

功率電阻的計算公式為：

(3)

當ST腳電壓大于1.6 V時，查詢產品數據手冊規定典型的參考電壓為Uref=0.3 V。為滿足燈具配光要求的LED電流0.261 A，可以計算得到RFB=1.15 Ω，該阻值可以由R18=3.9 Ω和R17=1.6 Ω并聯得到，此時LED的輸出電流為0.265 A，滿足配光要求。

2.2.3 耦合電感的選型

耦合電感在DC-DC轉換過程中起到儲能釋能的作用。電感的大小取決于允許的電感電流紋波，一般建議選擇輸入電流的20%作為允許的電感紋波電流，耦合電感選型主要公式如下：

ΔIL=0.2×Iin,max=0.232 A

(4)

(5)

(6)

(7)

2.2.4 功率開關MOS管的選擇

功率開關MOS管(Q2)在快速開關過程中面臨著高電壓、高電流沖擊，沖擊峰值電壓電流計算公式為：

UQ2,peak=Uin,max+Uout,max=49.57 V

(8)

IQ2,peak=Iin,max+Iout+ΔIL=1.69 A

(9)

本設計所選的功率開關器件為60 V、25 A的開關MOS管。

2.2.5 續流二極管的選擇

續流二極管(D5)峰值電壓與電流值和功率開關MOS管的峰值一樣，即

ID5,peak=-IQ2,peak=-1.69 A

(10)

UD5,peak=-UQ2,peak=-49.57 V

(11)

通過二極管的平均電流值

ID5,AVG=(Iin,max+Iout)×(1-Dmax)=0.378 A

(12)

續流二極管的最壞情況下的功率損耗可以使用平均電流乘以二極管的最大正向壓降得到PD5，worst-case=0.29 W，本設計使用的續流二極管為100 V、3 A的肖特基二極管。

2.2.6 耦合隔離電容的計算

SEPIC拓撲結構的關鍵元器件之一是耦合隔離電容CS(C30)，其主要作用是在功率開關導通時向后端持續提高輸入電壓。其耐壓要大于最大輸入電壓Uin，max，容值需滿足。

(13)

耦合隔離電容可以選擇容值為2.2 μF，耐壓值50 V的大封裝電容器。

2.2.7 輸出過壓保護的設定

電阻R15、R35、R16構成電阻分壓器，是LED負載的輸出過壓保護電路模塊。過壓保護閾值的設定，可以通過下列公式計算：

(14)

查閱芯片技術手冊可知UOVFB，TH，typ=1.25 V，考慮負載LED在不同電壓BIN與溫度對電壓的影響，由R15=R35=51 kΩ并聯作為ROVH，由R16=1 kΩ作為ROVL，此時UOUTOV=35 V，滿足LED最大串電壓33.57 V的要求。

3 抖頻電路設計

驅動電路在工作時，其DC-DC控制模塊內部功率開關不停開斷、電感等也在不停地充放電，其在工作過程中不停向外發射輻射，對其他設備造成干擾。根據以往項目經驗，RE/CE輻射超標頻段為DC-DC控制器工作頻率倍頻點位置，通過PCB Layout優化或增加屏蔽設備有時難以解決輻射超標問題。抖頻電路的作用是通過改變控制器主頻率，將主頻率或倍頻處的窄帶輻射向外發射或傳導的諧波干擾能量值打散，將輻射分布在較廣的頻率范圍而不是在窄帶頻率下工作，抑制輻射峰值，從而使EMC測試滿足標準。

本文的DC-DC驅動芯片TLD5097EP不具有內置抖頻功能。為提高EMC可靠性，設計了基于分立器件搭建的外置抖頻電路，如圖4所示。

圖4 抖頻電路設計

TLD5097EP芯片正常工作時，IVCC腳5 V電壓輸出。本設計中使用的外置抖頻電路是利用元器件三極管Q3與Q4參數的差異性競爭導通啟動。

假設三極管Q3先導通，抖頻電路的工作過程如下：

(1)Q3集電極被拉低，接近零電位；

(2)因電容FC4兩端電壓不能突變的特性，Q4基極電壓被拉低，即Q4截止。此時，Q4集電極被上拉電阻拉高，MOS管Q5導通；

(3)IVCC腳通過FR2給FC4充電，使Q4基極電壓升高，當升至Q4導通電壓臨界點后，Q4由截止狀態變為導通狀態；

(4)Q4集電極被拉低，接近零電位，MOS管Q5不導通；

(5)因FC5電容兩端電壓不能突變的特性，Q2基極電壓被拉低，即Q2截止；

(6)IVCC腳通過FR3給FC5充電，使Q3基極電壓升高，當升至Q3導通電壓臨界點后，Q3由截止狀態變為導通狀態。

如上述描述的，在周期內外置抖頻電路中FC4與FC5通過不停充放電，讓三極管Q4導通/關斷，使MOS管Q5柵極電壓為低電位/高電位，進而讓Q5不停關斷/導通，造成TLD5097EP芯片的工作頻率設置電阻在DR3和DR3//(FR7+FR8)之間不停切換，改變芯片的主工作頻率，從而實現抖頻。

本文基于TLD5097EP的日行位置燈驅動電路，對比測試了抖頻電路對傳導輻射CE試驗的影響。圖5為TLD5097控制芯片未設置抖頻電路的CE測試結果，可以發現其在芯片主頻或倍頻處輻射存在尖峰點。圖6為TLD5097控制芯片設置抖頻電路后的CE測試結果，可以看出在芯片主頻或倍頻處出現高輻射值頻帶，此時的輻射峰值明顯低于圖5中的尖峰點的噪聲值，具有明顯的優化效果。

圖5 TLD5097控制芯片未設置抖頻電路的CE測試結果

圖6 TLD5097控制芯片設置抖頻電路的CE測試結果

本文基于TLD5097EP的日行位置燈驅動電路設計原理如圖7所示。其中，防反電路模塊實現了靜電防護、輸入濾波與電路防反功能。濾波電路采用π型濾波實現抑制電流諧波對電路的影響。調節電路實現日行燈DRL與位置燈POS的邏輯切換，以及對DC-DC電路進行PWM調光實現位置燈狀態。DC-DC電路模塊實現車身輸入與負載工作之間的能量轉化。抖頻電路模塊是EMC優化電路，抑制TLD5097EP主頻或者倍頻位置的噪聲。

圖7 基于TLD5097EP的日行位置燈驅動電路設計原理

4 結束語

本文基于DC-DC驅動芯片TLD5097EP設計了一種SEPIC拓撲結構的開關型日間行車燈恒流輸出模式的驅動電路及基于555計時器的PWM信號調節電路實現位置燈功能，提出了DRL優先級控制電路實現日行與位置功能同時上電時DRL優先級控制，給出了一種基于分離元器件搭建的外置抖頻電路，該電路能夠有效地降低輻射試驗RE/CE發射輻射數值，優化EMC表現。本文設計的日行位置燈已量產，無市場不良件反饋，表明了該設計具有實用性、穩定性與可靠性。