AC/DC電源變換器電磁兼容設計

饒杰 鄭和俊 嚴云發

（國家精密微特電機工程技術研究中心 貴州省貴陽市 550081）

1 序言

電磁兼容是指電子、電氣設備或系統的一種工作狀態，工作在電磁兼容狀態下的系統間不會因為內部或彼此間的電磁騷擾而互相影響正常工作[1]。電磁騷擾產生并影響電子系統正常工作需具備的要素有：

（1）騷擾源；

（2）騷擾耦合路徑；

（3）電磁敏感器件。

在系統中，任何電子設備即可能成為騷擾源也可能成為敏感設備，因此須從兩個角度對設備的電磁兼容性(Electromagnetic Compatibility, EMC)進行要求：

（1）具備抵抗一定程度電磁騷擾的能力，即電磁騷擾抗擾度(Electromagnetic Susceptibity, EMS)；

（2）不產生超過限度的電磁騷擾，即電磁騷擾發射特性(Electromagnetic Interference, EMI)。

由于耦合路徑的不同，EMC 性能的要求分為傳導和輻射和兩個維度。因此EMC 考核主要包含了輻射抗擾度(RS)、傳導抗擾度(CS)、輻射發射(RE)、傳導發射(CE)四個反面。

2 AC/DC電源變換器拓撲結構組成

圖1 為某型號設計的彈載AC/DC 電源變換器的拓撲電路。采用了三相不控整流將彈上輸入的115/400Hz三相交流電轉換為270V 左右的高壓直流電，經過濾波整形后進入到全橋逆變電路，該電路采用了開關頻率為220kHz 的移相全橋逆變電路，逆變后獲得±270V 的交流方波電并經由匝比為7:1 的主變壓器壓降后傳輸至副邊，副邊采用全波整流將輸入的低壓交流方波電轉換為28.5V 電壓輸出，經濾波整形后輸出穩定的28.5V 電壓為彈上設備供電。

圖1：AC/DC 電源變化器拓撲電路

3 電源變化器電磁騷擾產生機分析

根據上述拓撲結構，電源變換器整個功率變換過程中分別經歷了一次整流、全橋逆變、變壓器降壓、二次整流等四次變換過程。每次變化過程中均可能產生開關尖峰以及浪涌尖峰并產生高強度電磁騷擾。導致電源變換器電磁輻射發射超限值的騷擾頻率往往出現在開關頻率、開關頻率半頻或開關頻率高倍頻。騷擾值所在頻率與設備等效發射天線模型有關，與等效發射天線同頻率的電磁騷擾通常發射效率高，騷擾幅值強[2]。

3.1 整流電路騷擾產生

在整流電路中，二極管不會工作在理想二極管狀態，而是具有一定的反向恢復現象。在整流二極管外電場由正向切換至反向時，PN 結中儲存的少數電荷會被迅速拉回，產生反向漂移電流[3]。由于另一橋臂的整流管已經開始正向導通，在輸入電源間產生短暫的短路效應，并在回路中產生較大的di/dt，回路中感性元件會對電流的劇烈變換產生抑制，進而在電路中形成較大電壓尖峰，具體電壓尖峰為：

式中：Vre為二極管反向尖峰，單位為V；

Leq為電路的等效電感，單位H；

di/dt為電流變換率，單位A/s；

反向尖峰值會因為電源變換器中分布電容與分布電感的存在，將騷擾通過輻射和傳導方式在內部傳輸，并通過等效發射天線向外輻射電磁騷擾，影響系統中相鄰設備的正常工作。

3.2 逆變電路EMI機理分析

目前功率開關管的開關速度已經發展到納秒級別。在開通和關斷瞬間會產生很高的電流變換率du/dt和di/dt。其中，du/dt的產生會因為電路、結構中分布電容的存在，會在開關電源電路中產生串擾；而di/dt的產生會由于變壓器漏感的存在，在MOSFET 關斷瞬間產生較高的電壓尖峰，通常稱為漏感尖峰，帶來MOSFET過壓擊穿風險的同時產生電磁騷擾[4]。如圖2 所示為在400V/20A 條件下測試的MOSFET 的關斷波形，黃色曲線MOSFET 漏源極（DS）間的電壓，藍色曲線為電流曲線，在MOSFET 關斷瞬間，MOSFET 正向電流由20A 迅速降低至0A，DS 電壓由0V 增加至400V，其中漏壓尖峰達到了600V，并呈阻尼振蕩式恢復，該尖峰進入到變壓器初級線圈后會形成磁化沖擊電流瞬變，通過變壓器磁性將電磁騷擾輻射至設備內部，并進行干擾輻射與傳導。

圖2：MOSFET 關斷波形

此外，若將梯形波進行分析，從梯形波的頻譜特性得知，其上升沿越緩，產生的高頻分量就越少，不易產生電磁干擾。但對于MOSFET 等開關器件，更低的di/dt、du/dt意味著更慢的開關速度、更大的開關損耗，這與當前開關電源的發展趨勢相違背，因此在電源變換器設計時必須對電源性能指標和電磁兼容性進行取舍及平衡。

3.3 控制電路騷擾分析

控制電路需要對輸出電壓進行采樣并為MOSFET提供周期性實時變換且驅動功率足夠的PWM 控制波形。為了獲得更好的閉環控制效果，需保證電路產生的PWM 驅動波形具備響應速度快、波形規整的特點。相較于MOSFET 的開關波形，PWM 控制波形更接近方波。因為其波形上升沿更陡峭，控制電路會產生更多高頻分量的電磁騷擾[5]。

4 AC/DC電源變換器電磁兼容設計

電磁兼容設計必須在完成設備功能、指標、體積、重量、經濟性設計等前提下開展，可以圍繞電磁騷擾三要素中一個或多個展開。對于電源變換器，電磁兼容設計常用設計方法有：

4.1 元器件選擇

電源變換器對元器件電磁電磁兼容性的考評必須結合電路原理開展，本文針對開關電源電路中主要元器件選型進行概述：

（1）整流二極管。選擇反向恢復時間短、反正恢復電流小的整流二極管。以SiC、GaN 為代表的第三代寬禁帶半導體材料基礎的肖特基二極管，由于材料禁帶寬，載流子漂移難度大，其反向恢復特性近乎能夠忽略，但因其較難的工藝水平和高額的成本，售價較高[6]。

（2）功率開關管。根據MOSFET 關斷尖峰值的計算公式，選擇開關速度慢的MOSFET 以降低di/dt值，這對于關斷尖峰的降低有顯著作用，但會降低電源性能。此外，MOSFET 的反向體二極管在逆變電路中會起到續流作用，體二極管同樣會因為反向恢復特性產生反向恢復尖峰，因此可以選用如SiC MOSFET 其內部寄生的肖特基二極管反向恢復電流小，可降低反向恢復產生的噪聲。

（3）電容選型。電容器指標中寄生參數ESR、ESL 對電磁兼容設計影響較大。ESR 過大會因為開關電源紋波電流產生較大的“紋波”峰峰值，形成電磁騷擾。ESL 參數則會影響電容的高頻特性，理想的濾波電容為一個簡單的低通濾波器，其理想阻抗為：

式中：Zc為電容的阻抗，單位為Ω；

ω為角頻率，單位為rad/s；

C為電容值，單位為F。

但實際的電容伴隨著寄生電阻合寄生電感，其阻抗變成了：

式中：Zc為電容的阻抗，單位為Ω；

ω為角頻率，單位為rad/s；

C為電容值，單位為F；

LC為寄生電感值，單位為H；

RC為電容寄生電阻值，單位為Ω。

寄生電阻值影響很小，但寄生電感的存在會導致在頻率上升至一定值后，電容對高頻信號的阻抗在高頻下的阻抗升高，導致電容無法將高頻信號濾除。

（4）磁性元器件設計。在磁性元件設計和選型時需考慮其綜合性能及寄生參數：①優化繞制方法降低變壓器漏感，減小漏感尖峰；②減小線圈寄生電容的存在，避免串擾的形成；③在恒磁場騷擾環境中，選擇軟磁磁芯，避免磁芯受干擾飽和。

4.2 尖峰吸收電路設計

可針對電路尖峰類型設計吸收電路對電壓尖峰進行吸收及濾除以降低尖峰帶來的騷擾問題。RC 電路、RCD 電路、LC 電路、TVS 二極管、氣體放電管、雪崩二極管及壓敏電阻等可對開關電源電路中產生的電壓尖峰進行吸收泄放[7]。

4.3 PCB設計

電源變換器的PCB 需要進行大功率強電傳輸、輸出采樣、PWM 控制及驅動變換，存在強弱電混合工況。對PCB 電磁兼容進行設計須考慮到以下幾個因素：

（1）減小PCB 電路環路面積，避免出現不同電路的環路重疊。

（2）強弱電、高低頻等不相容電路，應盡量遠離且不走平行線。

（3）保證PCB 設計有良好阻抗匹配性，避免因信號反射導致駐波騷擾。

（4）如散熱片等無電氣連接且懸空的金屬應就近接地，避免天線的形成。

4.4 電源EMI濾波器設計

EMI 濾波器分為反射式和吸收式。吸收式濾波器是利用鐵氧體在高頻下的渦流特性吸收傳輸線上的電磁騷擾，反射式濾波器根本上是LC 低通濾波器，將其安裝在電路中，能夠阻礙騷擾信號的傳輸并濾除[8]。

由于EMI 騷擾可以分為差模騷擾和共模騷擾，反射式EMI 濾波電路通常由共模濾波電路、差模濾波電路兩部分組成。由Y 電容（也稱共模電容）和共模電感組成共模濾波；由X 電容（也稱為差模電容）與差模電感組成差模濾波。必要時可在電源變換器不同電路間采用EMI 濾波電路，避免電路間騷擾的相互傳導。式4是EMI 濾波器插入損耗的計算公式，合理的插入損耗設計能夠降低特定頻率下的電磁騷擾幅值，是EMI 濾波器的關鍵性能指標。

式中：Loss為插入損耗，單位為dB；

U1為特定頻率下，使用濾波器前傳輸的信號幅值，單位為V；

U2為特定頻率下，使用濾波器前傳輸的信號幅值，單位為V。

4.5 屏蔽設計

屏蔽設計往往是電磁兼容設計中最常見也是最有用一種方式，屏蔽技術分為主動屏蔽和被動屏蔽，主動屏蔽為屏蔽噪聲源，防止噪聲源向外輻射，被動屏蔽為屏蔽敏感設備，防止敏感設備向外輻射場。電源變換器屏蔽設計時可考慮以下幾點：

（1）根據實際應用場景選擇屏蔽金屬材料或吸波材料[10]。

（2）屏蔽殼必須良好接地，保證電磁騷擾能夠通過屏蔽殼導向大地。

（3）由于金屬零件間接觸面往往存在縫隙，會導致部分騷擾頻率的通過，可從以下幾方面升屏蔽殼的導電連續性：①避免使用拼裝式結構；②緊固件均勻且緊密分布；③接觸面使用導電襯墊進行密封。

（4）分艙屏蔽。由于電源變換器可能存在多次電能變換過程，每次電能變換過程都會產生頻率和強度不一的電磁騷擾。為了防止在屏蔽機殼內不斷反射吸收形成駐波并發生混響室效應，在進行結構設計時，可分別對整流電路、逆變電路、變壓器及PCB 采取分艙隔離的方法。

4.6 接地設計

接地能夠為電子設備提供等效點位或等效點位面，但不同的地點位間會因寄生電感的存在，在高頻下呈高阻抗狀態，因此高頻騷擾會在不同地點位間會產生電位差，導致高頻共模騷擾耦合至電路中。在接地設計時，可采用分地、組合式等接地的方法以減小地線間的阻抗。必要時采用隔離技術，將不同電路間的地回路隔離開，避免共地線阻抗耦合現象的發生。

4.7 功率因素校正

以三相輸入交流電為例，由于整流二極管導通角小及濾波電容的存在，整流后的波形會畸變，形成無功功耗并產生諧波電流造成電磁騷擾。功率因素校正分為被動功率因素校正和主動功率因素校正，被動功率因素校正通過加入電感對電壓、電流間相位進行補償，能夠將三相交流電的功率因素提升至85%左右，主動式功率因素校正通過在PFC 電路中加入開關管，對功率因素進行動態調節，能夠將功率因素提升至99%，可作為提升交流輸入電源電磁兼容性、降低無功功耗的有效手段[9]。

5 試驗結果

根據電源變換器指標需求，結合開關電源原理分析和上述電磁兼容設計方法，設計了一款700W 電源變換器，通過了飛機供電特性、傳導抗擾度、輻射抗擾度、傳導騷擾、輻射騷擾等測試驗考核，電源變換器獲得了良好的電磁兼容性。因篇幅原因，本文僅列出A 相輸入CE102 測試曲線及水平極化2M-30M 頻率范圍內RE102測試曲線，分別如圖3、圖4 所示。

圖3：10k ～10MHz 頻率A 相輸入電源CE102 測試曲線

圖4：水平極化2M ～30MHz 頻率RE102 測試曲線

6 結論

（1）根據電源變換器功能及換流原理，分析了電源變換器電磁騷擾產生機理；

（2）介紹了電源變換器電磁兼容設計常用方法；

（3）結合電磁兼容設計方法，采用分艙屏蔽和組合濾波的設計方式，設計了一款700W 電源變換器，電源變換器獲得了良好的電磁兼容性能。